一种p阱c级进模设计

一种p阱c级进模设计

1过温保护电路在集成电路中，例如，电源管理芯片、a-d或d-a检测器需要在片中集成高精度电压参考源。其中，带刺参考源的应用最为广泛。另外,在功率集成电路中,由于功耗较大,芯片的温度变化也较大,为保证电路的稳定性和可靠性,过温保护电路也必不可少。本文设计了一种适用于P阱CMOS工艺的具有高电源电压抑制比和低温度系数的带隙式基准源;同时,利用实现基准源时所需的两路具有不同温度系数的电流,通过直接电流比较的方法,实现了高精度的过温保护电路。整个电路中使用了三级共栅共源(Cascode)结构,因此基准源的电源电压抑制比高、温度系数小。此外,过温保护和解除保护的温度跳变点可以通过调整相关MOS管的宽长比进行精确设置。2iptat和iiibe的交互作用整个电路的基本结构如图1所示,它由四部分组成。其中的关键部分是两路电流:一路是由基准核心电路产生的正比于绝对温度的电流(PTAT电流,记为IPTAT);另一路是对双极晶体管的发射极-基极电压(VBE)进行V-I变换产生的电流(记为IVBE),它具有负温度系数。在输出电路部分,调节这两路电流的比值,将其相加,先可以得到一个理论上与温度无关的恒定电流,再通过电流镜的转换,产生对地输出的基准电压信号。过温保护电路中,则通过调节IPTAT和IVBE的比值,将其直接比较,产生过温保护信号的输出。下面具体分析每一部分电路的结构和实现。2.1基准电流的产生和转换基准核心部分电路的作用是产生IPTAT电流,基本原理是利用两只工作在不同偏置电流下的双极晶体管,其BE结电压差与绝对温度成正比这一特性。首先,由于采用的是P阱CMOS工艺,设计中所有双极晶体管都必须是npn管,如图2(a)所示。npn管的p型基区可以和p阱扩散(或注入)同时实现,而n+发射区和集电极的n+接触区可以和nMOS的源、漏区扩散(或注入)同时实现,基极的p+接触区可以和pMOS的源、漏区扩散(或注入)同时实现。整个n型衬底都相当于集电区,必须保证所有晶体管集电极都连接在最高电位,便可以不对双极晶体管进行隔离,实现双极晶体管的制备工艺和CMOS工艺兼容的目的。图2(b)是基准核心部分的具体电路,其基本结构采用文献中介绍的自偏置电流反馈环路。由于短沟道MOS管的沟道调制效应较大,因此采用三级共栅共源结构来提高整体电路的电压抑制比和精度。MOS管的栅极偏置电压由4只电阻分别提供,其中,nMOS管的三组偏置电压(Vb、Vb1和Vb2)可以引出,供其它部分的电路使用。Q1～Q4四只npn晶体管的集电极都连接在电源电位上,Q1、Q2两管相同,而Q3、Q4则由多只与Q1、Q2相同的晶体管并联而成,其发射极有效面积之比设为N。设计中,所有nMOS管和pMOS管的参数取值分别相同,使MOS管形成的四路电流(I1～I4)大小相同,X和Y两点的电位也相同。由双极晶体管的特性可以计算出,落在电阻Ra上的电压差为ΔVBE=2VT·lnN式中,VT是热电动势kT/q,k是玻尔兹曼常数,q是电子电荷量,T是绝对温度。流过电阻Ra的电流,即电流I1～I4,的大小为:ΙΡΤAΤ=2VΤ⋅lnΝRa(1)IPTAT=2VT⋅lnNRa(1)如果在电流I4的支路中串联一适当的电阻Rb,如图2(b)所示,则可以获得一个相对于电源高电位VCC输出的基准电压:Vref=VBE+2⋅Rb⋅lnΝRa⋅VΤ≈1.167(2)Vref=VBE+2⋅Rb⋅lnNRa⋅VT≈1.167(2)这里,VBE代表Q4管的发射极-基极电压。有关基准电压的产生以及电阻R1、Rb的取值计算,在文献中有详细介绍,本文不再详述。但用这种方法产生的基准电压是相对于VCC输出的,而多数电路中要求基准电压对地输出,因此,必须采用其它电平位移电路来解决。在本文的设计中,并不是将电阻Rb直接串入I4电流支路来获取基准电压。首先,将(2)式两边同时除以Rb,则可以得到一个与温度无关的“基准电流”:Ιref=VBERb+2⋅VΤ⋅lnΝRa≈1.167/Rb(3)Iref=VBERb+2⋅VT⋅lnNRa≈1.167/Rb(3)这一电流由两部分组成:1)与Q4的BE结压降成正比的电流;2)由(1)式得到的PTAT电流。若能产生这一“基准电流”,则可以通过电流镜的转换来产生对地的基准信号输出。这一部分功能由下面介绍的V-I转换和基准输出电路来实现。需要补充的是,整个基准核心电路的工作需要一个外加信号的启动。另外,为了获得较低的过驱动电压,所有MOS管的宽长比都需要设计得比较大。2.2运算放大器的结构图3(a)是本文电压-电流转换的基本原理图。假设运算放大器具有理想特性,则流过电阻Rb和MOS管M1的电流IVBE正比于晶体管Q4的BE结压降,为:ΙVBE=VBERb(4)IVBE=VBERb(4)实现了(3)式中右边第一项的要求。为了提高V-I转换精度,设计中除考虑运算放大器的失调外,关键是运算放大器的开环增益要足够大。图3(b)是整个V-I转换电路的实际设计图,运算放大器采用n管输入,偏置电流直接取自PTAT电流。为获得高开环增益,也采用三级共栅共源的结构。假设每只MOS管的本征增益为60,则可估算出运算放大器的开环增益达100dB左右,足够获得高精度的电压-电流转换。图3(c)是基准输出电路的结构,为获得高精度的镜像电流,同样使用三级共栅共源的结构。其中,pMOS管的栅极偏值电压(V′b1,V′b2)由外部电路提供;M2管产生一路PTAT电流的镜像电流,M3管产生一路IVBE的镜像电流。这两路电流相加后,通过Mp1和Mp2两管组成的电流镜,在电阻Rc上产生一个对地输出的基准电压VREF。假设设计使MOS管宽长比有:α0=(w/l)Μ2(w/l)Μ0=(w/l)Μ3(w/l)Μ1α0=(w/l)M2(w/l)M0=(w/l)M3(w/l)M1和β0=(w/l)ΜΡ2(w/l)ΜΡ1β0=(w/l)MP2(w/l)MP1则最终在电阻Rc上产生的输出电压为:VREF=α0⋅β0⋅(VBERb+2⋅VΤ⋅lnΝRa)⋅Rc≈1.167⋅α0⋅β0⋅RcRb(5)VREF=α0⋅β0⋅(VBERb+2⋅VT⋅lnNRa)⋅Rc≈1.167⋅α0⋅β0⋅RcRb(5)改变相关MOS管的宽长比和调节电阻Rc的值,可以获得任意大小的基准信号值。2.3温度跳变点的设计IPTAT为正温度系数,而IVBE为负温度系数。因此,可用这两路电流直接比较来产生过温保护信号,原理如图4(a)所示。图中,两只pMOS管的宽长比相同,其它nMOS管的宽长比有:α1=(w/l)Μ5(w/l)Μ0‚α2=(w/l)Μ6(w/l)Μ0‚α3=(w/l)Μ7(w/l)Μ1M5和M6的栅极接在电位Vb,产生PTAT电流的镜像电流;M7的栅极接在电位Vibe(图3(b)中M1管的偏置电压),产生IVBE电流的一个镜像电流。这些电流的大小分别为:I5=α1·IPTAT,I6=α2·IPTAT,I7=α3·IVBE。调节MOS管的宽长比,使温度正常时I5<I7,过温保护输出低电平,开关K关断,电流I6不起作用;温度升高时,I5增加,I7减小。若温度上升使I5>I7,过温保护将输出高电平,同时,开关K导通,I6产生一个正反馈作用,使电路稳定输出高电平,不受温度细小波动的影响。过温保护输出高电平后,若温度下降到I5+I6<I7时,过温保护解除,重新输出低电压,此时,开关K关断,也产生一个正反馈的作用,使得电路输出稳定。从以上分析中可以看到,开关K控制的电流I6不仅能使输出稳定,同时也产生了“温度滞徊”的效果。温度上升时,过温保护的温度跳变点取决于使电流I5=I7的温度点,由(1)、(2)两式,可以计算出温度跳变点为:Τ=q2k⋅lnΝ⋅α3α1+α3⋅RaRb⋅Vref(6)同理,过温保护解除的跳变点取决于使电流I5+I6=I7的温度点,跳变点为:Τ=q2k⋅lnΝ⋅α3α1+α2+α3⋅RaRb⋅Vref(7)式中,T为绝对温度。可以看到,所有温度跳变点都可以通过相关MOS管的宽长比方便地进行设置。电路的具体设计示于图4(b),其中,开关K由一只nMOS晶体管实现。为提高温度跳变的灵敏度和精度,同样使用了三级共栅共源的结构。3电源电压的影响按照以上的设计电路,用Cadence软件对其进行了模拟,器件的模型参数引自中国华晶电子集团公司“2μmCMOS集成电路设计规则”。设计中,所有MOS管的沟长均取2μm;npn晶体管Q1、Q2和Q3、Q4的面积比取1∶8,电阻Ra为2kΩ,Rb和Rc为10.295kΩ;设计中,基准输出部分的MOS管宽长比为α0=1、β0=1,输出电压约为1.167V。图5(a)是电源电压为6V,环境温度从0°C到150°C变化时,基准信号输出相应变化的模拟结果。从图中可以计算出,在0～80°C范围内,基准信号的温度系数约为13ppm/°C。图5(b)是在27°C下,当电源电压从5V变化到12V时,基准输出信号的模拟结果。从图中可以计算出,电源电压抑制比约为4.2μV/V。图5(c)是电路过温保护功能的模拟结果,电源电压取6V。与前面的理论分析相同,该电路实现了良好的“温度滞徊”特性。另外,为了衡量温度跳变点的稳定性,将信号输出反转到电源电压的二分之一处定义为温度跳变点。模拟中,电源电压从5V变化到12V时,温度跳变点的变化不超过±0.5°C,实现了高精度过温保护。4基于npn管的过温保护控制利用三级共栅共源结构,设计了