反激式开关电源设计资料

TonToffIPLP厂TonToffIPLP厂LSCoQ1I刖言反激式开关电源的控制芯片种类非常丰富，芯片厂商都有自己的专用芯片，例如UC3842、UC3845、OB2262、OB2269、TOPSWITCH等等。虽然控制芯片略有不同，但是反激式开关电源的拓扑结构和电路原理基本上是一样的，本资料以UC3842为控制芯片设计了一款反激式开关电源。单端反激式开关稳压电源的基本工作原理如下：D1图1反激式开关电源原理图当加到原边主功率开关管Q1的激励脉冲为高电平使Q1导通时，直流输入电压Vin加载原边绕组Np两端，此时因副边绕组相位是上负下正，使整流管D1反向偏置而截止；当驱动脉冲为低电平使Q1截止时，原边绕组Np两端电压极性反向，使副边绕组相位变为上正下负，则整流管被止向偏置而导通，此后存储在变压器中的磁能向负载传递释放。因单端反激式电源只是在原边开关管到同期间存储能

量，当它截止时才向负载释放能量，故高频变压器在开关工作过程中，既起变压隔离作用，又是电感储能元件。因此又称单端反激式变换器是一种“电感储能式变换器”。学习了反激式开关电源的工作原理之后，我们可以自行设计一款电源进行调试。开关电源是一门实验科学，理论知识的学习是必不可少的，但是光掌握了理论知识是远远不够的，还要多做实验，测试不同环境不同参数下的电源工作情况，这样才能对电源有更深的认识。除此之外，掌握大量的实验数据可以对以后设计电源和电源的优化提供很大帮助，可以更快速更合理的设计出一款新电源或者排除一些电源故障。通过阅读下面的章节，可以使你对电源从原理理解到设计能力有一个快速的提升。第一章电源参数的计算第一步，确定系统的参数。我们设计一个电源首先要确定电源工作在一个什么样的环境，比如说输入电压的范围、频率、网侧电压是否纯净，接下来是电源的输出能力包括输出电压、电流和纹波大小等等。先要确定这些相关因素，才能更好的设计出符合标准的电源。我们在第二章会详细介绍如何利用这些参数设计电源。输入电压范围（V]"^和Viinemax）；输入电压频率（fL）；输出电压（vo）；输出电流（I。）；最大输出功率（P0）。效率估计（Eff）:需要估计功率转换效率以计算最大输入功率。如果没有参考数据可供使用，则对于低电压输出应用和高电压输出应用，应分别将Eff设定为0.8〜0.85。利用估计效率，可由式（1-1）求出最大输入功率。（1-1）p,N=E（1-1）和DC电压范围。第二步：确定输入整流滤波电容（CDC）（1-2）最大（1-2）AVmax=__INCh-——DC.顼2匕min.2f・Cdc式（1-2）中，Dch为规定的输入整流滤波电容的充电占空比。其典型值为0.2。对于通用型输入（85〜265Vrms），一般将AVmax设定为DCQVmm的10〜15%。输入储能电容的容值选择可按经验算法：当电网line输入电压为100/115VAC或通用输入85〜265Vac条件下，按输出功率值的瓦特数乘上2〜3uF；当电网输入为230Vac时，电容取值按输出功率值的瓦特数乘上1uF【1】。图1-1：DC电压波形第三步：确定最大占空比⑴哑）Dmax=V"ROMINVRO副边绕组输出时反射到原边绕组上的电压，可先设定为135V，当变压器的原副边匝数确定后可再进行校正⑵。第四步：确定变压器初级侧电感反激式开关电源有两种工作模式：连续导通模式（CCM）和不连续导通模式（DCM）。工作模式随负载条件和输入电压的改变而改变。因此，变压器初级侧的电感是在满载和最小输入电压的条件下确定的。原边一次侧电感（H）：rgnD）2L=—2Dp寸a置（1-4）insRF式中，fs为开关频率，Krf为定义的纹波因数（如图3所示）。对

于DCM操作，Krf=1。而对于CCM操作Krf<1,对于通用型输入范将Krf设定在0.3〜0.5之间是合理的。Ipeak=I+(1-5)3(I)2+r少2DmaxEDC12^3(1-6)(1-7)Ipeak=dsI=P―EDCVmin•D(1-8)VminDAVminDAI=—DC——maxLf图1-2：MOSFET漏电流和纹波系数（Krf）第五步：确定合适的磁芯功率容量计算使用A?法:（1-9）,,,PX106（1-9）P-eXw〉2qfB5KK

SmmC式（1-9）中，A是磁芯截面积（cm2）,%是磁芯窗口面积（cm2）；（W）是变压器的标称输出功率，在计算时换成输入功率用来计算磁芯的最大功率；Bm（Gs）磁芯工作的磁感应强度，可根据电源功率和工况温度设定，一般取2000（Gs）；5是线圈导线的电流密度，通常取2〜3（A/mm）；门是变压器的效率，通常取它的值为0.8〜0.9；km是窗口的填充系数，一般取0.2〜0.4；%是磁芯的填充系数，对于铁氧体KC=1.0。变压器的磁芯要留有一定的工作余量，所以计算出的气值要小于实际测量的AX%的值【3】。aAwU:1-3磁芯的窗口面积和有效截面积原边峰值电流（A）：I='A（1-10）PMimD变压器气隙的计算（cm）：l=°，4"匕七x108（1-11）gAAB2e有气隙时，可工作的磁场强度H明显增大，剩余磁感应强度Br则是明显减小；对防止磁芯饱和是有效的，这些效果对反激式变换器都是有利的【4】。第六步：变压器原边绕组匝数计算N=一ppx108（1-12）pAABeL原边最大电感（H）；I原边峰值电流（A）；A磁芯有效截面ppe

积（cm2）；、B磁感应强度（Gs）。副边绕组匝数计算:(1-13)J）（1。、）N(1-13)in（min）max梧为输出整流二极管的压降，设定为IV。第七步：确定每个绕组的线径绕组线径除了需要满足流过的最大电流外，还需要考虑趋肤深度“A（cm）”，线径要小于2倍的趋肤深度【5】。6.61=<'/（1-14）第八步：设计RCD缓冲箝位电路Vsn半+Csn图1-4箝位电路

Voltagerating

ofMOSFETVsn半+Csn图1-4箝位电路VoltageMargin图1-5反激时原边电压波形Snubbercapacitor

voltage(VJVoltageMargin图1-5反激时原边电压波形DClinkvoltageP=V,-paL——sf=Li2—Ysn—f（1-15）SNSN2s2IkpeakV-nVsDClinkvoltage^n是箝位电路上消耗的功率；I.ik原边变压的漏感，原边漏感的测量方法是将所有副边绕组短路后测量出的原边电感值；nV=V^是fs为电源工作频率。副边反射到原边的电压；ipe为原边峰值电流;R=Vsn27SN1V„一L12SNf2lkpeakV—nVs副边反射到原边的电压；ipe为原边峰值电流;R=Vsn27SN1V„一L12SNf2lkpeakV—nVsAV=—^-sn—SNCsAf(1-16)(1-17)第九步：反馈电路的设计反馈电路采用光耦PC817和三端稳压器TL431的组合电路，该电路配合稳定，电压采样和反馈信号满足高频开关电源的要求，器件采买方便价格便宜。VpR12Vf1~~二：|厂刀R13^UR14C9TL431R15;J图1-6反馈网络首先需要查看PC817和TL431芯片的使用手册，根据手册上的电气参数来确定电路上的电阻和电容值。TL431的工作最小电流是1mA，光耦PC817的发光二极管的导通压降是1V左右，为保证TL431能正常工作，电阻R13取值1KQ。

VSIH01Alan-s毕ane'uFacwjfdcutrentIruhA)图1-7集电极饱和电压和反馈电流曲线VSIH01Alan-s毕ane'uPC817的正向电流在5mA以内，集电极电流Ic在1〜7mA时，集电极饱和电压是成线性变化的。如果我们需要反馈电压是3V,那么正向电流需要小于5mA，假定光耦的CTR是100%、）=3mA、V=5V，I=匕―"a―（TL431的最小压降是2.5V），r=500d。fR1212TL431的是用方法是V=2.5（1+务），当v=5V时，%=\。C9和

15C20的作用是提供环路补偿，取值100nF。220V--F1D，■300VClR9C9C2PG供电绕组R6出C7C8JR10番7R7R12C12R13R14D2R11DIODEC10TL431R15C13R16C10.47n安规C4R4C5供电绕组D1R14DIODER3R88COMPREF27220V--F1D，■300VClR9C9C2PG供电绕组R6出C7C8JR10番7R7R12C12R13R14D2R11DIODEC10TL431R15C13R16C10.47n安规C4R4C5供电绕组D1R14DIODER3R88COMPREF27VFBVCC3ENSEOUTPUTLji4RT/CT6GND成PC817图2-1反激电源实例这是反激式开关电源的实际电路原理图。C11和T1可衰减有高压开关波形引起的共模干扰电流，它是由MOSFET输出电容、原边和副边之间分布电容及漏感在高频开关条件下共同引起的。T1的漏感与C1、C6、C7共同衰减差模干扰电流，它由梯形或三角形原边电流波形中的基波与谐波引起。UC3842的供电方式有两种，第一种是在电路母线接通电源后，通过启动电阻R6给电容C2充电，当电容电压高于启动电压时芯片启动工作，这时整个电路随着芯片启动而正常工作，这时第二种供电方式是辅助供电绕组产生持续的工作电压为芯片供电。通过芯片的启动充电电流是12mA，可以计算出启动电阻R6的阻值。8脚提供一

个5V的基准电压，8脚通过R4给C5充电在4脚产生锯齿波信号，R4、C5设定芯片的工作频率：f=1.8Hz。3脚是电流检测，当采RtC样电阻R11的电压高于1V时，芯片自动锁死，整个电路停止工作，电源回到重新启动状态。R3和C4的作用是滤除采样电压信号上面叠加的一些干扰尖峰，防止芯片由于电压尖峰而误动作。电阻和电容的取值：强=4'fRc可取工作频率的3~6倍。图2-2电流波形尖脉冲抑制UC3842内部有一个误差放大器，1脚是误差放大器的补偿端，2脚是反相输入端。原理图的接法是将2脚接地，反馈电压信号上接上拉电阻R7直接接到1脚的补偿端，这样可以不使用内部的误差放大器，可以提高芯片的响应速度。反馈电压信号经过两个二极管，每个二极管的压降是0.7V，然后再取电压的三分之一与电流检测做比较，比较器的输出进入脉宽调制锁存器，进而调节驱动信号的占空比，使输出达到设定的电压值。

正真逻辑补偿.w流检测比较器暨正真逻辑补偿.w流检测比较器暨）图2-3UC3842内部电路图R内部偏置R-振荡器卜6脚是驱动信号输出端，他与MOSFET之间接电阻R8、R9和反并联二极管，用来消除MOSFET栅极结电容产生的震荡，这样可以消除由米勒效应带来的驱动误动作。副边绕组的输出整流二极管，选择时要注意反向耐压和平均电流。二极管的反向耐压值要大于原边导通时反射到副边电压的2倍；二极管的电流值要大于输出最大电流的2〜3倍。最好选择肖特基二极管，特点是管压降小、恢复速度快，可以减小由二极管PN结产生的震荡信号。C10、C12、C13、L1组成输出滤波系统。电解电容要选取地等效串联电阻（ESR）值的电容；L1太大会影响环路稳定，一般选择在3.3〜200uH范围内即可。R16是假负载，由公式（1-19）可知，输出电压与负载有关：负载电阻越大、输出电压越高，而负载电阻越小则输出电压越低。这是反激式电源的特点。因此空载时必须接上本机“假负载”，否则会造成输出电压过高而损坏电源器件【7】。

V2E2t2

P=—O=ON(1-18)得出V=Ext(1-18)得出V=Extx勺p(1-19)输入电压范围(Vlinemin和Vlinemax)：AC160〜240V输入电压频率（fL）:50Hz输出电压:DC5V输出电流:2A输出功率:P=10W估计效率（Eff）：0.8输入功率：p=12.5W，取13W输出电压:DC5V输出电流:2A输出功率:P=10W估计效率（Eff）：0.8输入功率：p=12.5W，取13W工作频率：f=50KHz工作模式：DCM磁芯选择ETD28/34a=0.78CM2,a=1.41CM2WA=1.1CM4大于计算出的A值，Pe磁芯符合要求。计算最大占空比:设反射电压135V根据式DMAX135得最大占空比D=0.376。135得最大占空比DMAX135+160・1.4=•计算原边电感量:由式L=(2.Dmax)2，求得原边电感量m2PJ峰T(160V-1.4-0.376)2L==5.46mH。计算原边电感量:m2-13W-50KHz-1一计算原边峰值电流：由式I=2p求得原边电流峰值PVminDDCmaxI=2网=0.31A。p224V•0.376一变压器原边绕组匝数：由式N=ZLX108求出原端绕组匝数pAABv5.46x10-3H-0.31A1Np=0.78CM2•2000GSXI08」。8匝。5V输出副边绕组匝数：由式N=(匕+J了max)Np求得匝数in(min)maxN=◎+1)(1-0.376)108=4.8匝，取5匝。s224X0.376—15V辅助供电绕组匝数：13.3匝，取13匝。绕制变压器的方法很多，在这里只介绍'三明治”绕法，用这种方法绕制的变压器原副边耦合好、漏感小，有助于降低原边峰值电压并可以提升电源效率。先绕制原边匝数的一半，在磁芯的骨架上每绕满一层就在绕组上缠绕一层绝缘胶带，一是起到层与层的绝缘作用，二是起到了固定绕