LLC变换器中的变压器设计

LLC变换器中的变压器设计

对比常规谐振器如SRC，PRC等，LLC型谐振器有许多优点。首先它可以在输入和负载大范围变化的情况下调节输出，同时开关频率变化相对较小。其次它可以在整个运行范围内，实现零电压切换（ZVS）。最后所有寄生元件，包括所有半导体的结电容和变压器的漏磁电感和激磁电感都是用来实现ZVS的。1.工作原理和基波近似如图1为半桥LLC谐振变压器简化示意图。其中，Lm是变压器激磁电感，Llkp和Llks分别表示变压器初级和次级的漏磁电感。LLC谐振变压器的工作原理和传统LC串联谐振变压器是类似的。唯一不同的是，激磁电感相对较小，因此，Llkp+Lm和Cr之间的谐振会影响变压器的工作。由于激磁电感较小，存在着相当大的磁化电流（Im）。

一般来说，LLC谐振拓扑包括三部分：方波发生器，谐振网络和整流器网络。方波发生器，通过每次切换以50%占空比交替驱动开关Q1和Q2产生方波电压Vd方波发生器级可设计成一个全桥或半桥型。谐振网络包括一个电容器，变压器的漏磁电感和激磁电感。谐振网络可以过滤掉高次谐波电流。因此，即使方波电压应用于谐振网络，基本上只有正弦电流允许流经谐振网络。电流（Ip）滞后于施加于谐振网络的电压。这允许零电压开启MOSFET。整流网络通过整流二极管和电容器调整交流电，输出直流电压。整流网络可设计成一个带有电容输出滤波器的全波桥或中心抽头结构。谐振网络的滤波功能可以让我们用经典的基波近似原理获得谐振器的电压增益，假定只有输入到谐振网络的方波电压的基波有助于功率传递到输出，由于次级整流器电路起到一个阻抗变压器的作用，等效负载电阻与实际负载电阻是不同的。图2显示了如何得到等效负载电阻。初级电路被替换成一个正弦电流源Iac和方波电压Vs，作为整流器输入电压。因为Iac的平均值是输出电流I0，可得到Vs=+V0sin（ωt）>0Vs=-V0sin（ωt）<0其中，V0是输出电压，然后计算Vs的基波为因为功率转换不考虑含Vs的谐波，可得AC的等效阻抗

考虑到变压器的匝比n=Np/Ns变压器初级等效阻抗为：利用等效负载阻抗，得到AC等效电路，如图3所示利用等效负载阻抗，得到LLC谐振变压器特性，。利用图3所示的AC等效电路，计算电压增益M又从图3可以推出增益其中

从增益M的表达式可以看出，电路有两个谐振频率。一个由Lr和Cr确定，另一个由Lp

和Cr决定。在实际变压器中，分别利用次级线圈开路和短路在初级测得Lp

和Lr

。在谐振频率（ω0）处，不管负载怎么变化增益都是固定的。

(1)不考虑变压器次级的漏磁电感Llks，上式的增益变成1。而实际变压器的次级漏感是存在的。如果忽略变压器次级漏磁电感，计算的增益会存在比较当大的误差，导致设计结果不正确。假定Llkp=n2Llks,增益M表达式可简化为

(2)其中

等式（1）中谐振频率（ω0）下的增益也可以简化成用K表示的等式

图4给出了不同Q值下等式（2）的增益，其中k=5,f0=100kHz和fp=55kHz。从图4可以看出，当开关频率约等于谐振频率f0时，LLC谐振器的特性几乎与负荷无关。这是LLC型谐振变换器一个独特的优势，与常规串联谐振变换器相比。因此，最好让变换器工作在谐振频率周围，以减少小负载情况下开关频率的变化。LLC谐振变换器的工作范围受到峰值增益（可达到的最大增益）的限制。需要注意到，峰值电压增益不发生在f0也不是fp

峰值增益对应的峰值增益频率在fp和f0之间。如图4所示。随Q值降低（负载减少），峰值增益频率向fp移动，并且峰值增益较高。随Q值上升（负载增加）峰值增益频率偏向f0，峰值增益下降。因此，满负载状态应该是谐振网络设计要考虑的最坏情况。另一个决定峰值增益的重要因素是Lm和Llkp

之间的比值，即等式（3）中定义的K值。从图3和等式（1）中可以看出降低K或Q值能够获得较高的峰值增益。对于给定的谐振频率（f0）和Q值，降低K值意味着减少激磁电感，导致循环电流增加。因此，需要在可用增益范围和传导损失之间作一个折中。

2。设计流程在本节中，使用图5的示意图作为参考，来讲述设计流程。选择一个输出350W/24V的直流/直流变换器作为设计实例。设计规格如下：输入电压：390Vdc(PFC级输出)输出：24V/14.6A（350W）保持时间要求：17msPFC输出端的直流环节电容：270uf

[第一步]定义系统参数第一步定义以下参数：预估效率（Eff

）：对应于最大输出功率下的最大输入功率。对于本例，Eff取0.92；计算最高输入功率输入电压范围（Vinmin和Vinmax）：本电源输入电压由功率因数校正（PFC）预调节器输出提供（390V）。当PFC输出提供输入电压，考虑到保持时间的要求，最小输入电压可求出

最大输入电压是：Vinmax=390V

[第二步]确定谐振网络的最大和最小电压增益为了最大限度地降低开关频率变化，LLC谐振变换器一般运行在谐振频率（f0）附近。当输入电压由PFC输入提供时，输入电压在正常运行时拥有最大值（PFC额定输出电压）。把变换器最大输入电压情况下的工作频率设计为谐振频率（f0），最小增益应该发生在谐振频率（f0）。从等式（4）看出，f0增益是激磁电感和初级漏磁电感之间比值（ｋ=Lm/Lllkp

）的函数。因此，必须选择合适的K值以获得最小增益。然而，一个小的K值仍可获得较高的峰值增益，太小的K值会使得变压器耦合性差，效率低。一般，K取5~10，此时谐振频率（f0）下的增益为1.1~1.2。当确定K值后，就可以确定最大输入电压（Vinmax）情况下的最小电压增益这里k取7于是最大电压增益为：[第三步]确定变压器圈数比（n=Np/Ns）因为整流网络使用全波整流器，变压器圈数比为：其中，VF是次级整流二极管的压降。

[第四步]计算等效负载阻抗（Rac）第五步]设计谐振网络在第二步中已经计算出最小输入电压下对应的最大电压增益为1.38。考虑10%的余量，峰值增益选取1.52。又根据选取的K=7，带入（2）式，可大致求出Q值约为0.4。选择谐振频率为100kHz可以确定谐振参数为[第六步]设计变压器变压器设计的最坏情况是最低开关频率条件，发生在最低输入电压和满负载情况下。为了计算最低开关频率，利用等式（1）画出增益曲线，读取最小开关频率约为80kHz。（1）根据以下公式计算磁芯的面积乘积，选取磁芯

该公式是建立在窗口利用系数Ku=0.4，电流密度J=4A/mm2的基础之上。在本例中考虑到实际需要的漏感较大以及电流也比较大，实际窗口的利用系数Ku取0.18左右。选取磁芯EPC39/39/16

（2）计算初级匝数其中，Ae是变压器芯的横截面积；Bmax是交流磁通密度，考虑到磁芯之损耗暂选取0.16T（3）计算次级线圈数取整数匝3匝，则初级匝数调整为Np=nNs=9x3=27匝相应的磁密变为Bmax=29/27*0.16=0.17T（4）计算初、次级线径由于变压器次级输出电流呈半正弦波形，次级为全波中心抽头结构，所以次级电流有效值可近视求得Is=0.8xI0=0.8x14.6=11.7A初级电流有效值为Ip=I0/n=14.6/9=1.62A

初级线径实际选取Φ0.15x30次级线径实际选取Φ0.2x100[第七步]变压器构造在第五步中，确定了变压器的参数Lp和Lr

。Lp和Lr

是可以分别利用次级线圈开路和短路，在初级测量的。由于LLC变换器设计需要一个相对大的Lr

，一般采用增加初次级之间的耦合来实现。常见结构如图（6）所示，以获得理想的Lr

值。对于这两种结构，