信号完整性培训 课件

高速数字系统设计中的信号完整性安琪中国科学技术大学快电子学实验室2005年4月9日中国科大快电子学安琪1高速数字系统设计中的信号完整性安琪中国科大快电子学第二讲：串扰与多层PCB板分层考虑2-1“地”概念2-2信号电流的返回2-3地平面上信号返回电流的串扰（Crosstalk）2-4非理想的信号返回电流通道2-5保护线2-6近端和远端的串扰2-7多层PCB板分层设计中国科大快电子学安琪2第二讲：串扰与多层PCB板分层考虑2-1“地”概念中国科2-1“地”概念电子学中“地”的解释，不同的人可以有不同的说法。

对于数字逻辑设计人员来说，它涉及到对于数字逻辑信号的一个参考电平；

对于系统和机械设计工程师，它可以是连接电路的金属外壳或机箱；

对于一个电工来说，它指的是国家标准规定的第三根“安全”地线。

然而，从一般的意义上讲，我们可以将“地”的概念从两个方面来认识：

安全地（SafetyGround）。

信号的零电位参考（0VReferenceGround）。中国科大快电子学安琪32-1“地”概念电子学中“地”的解释，不同的人可以有两个定义

安全地若一个“地”通过一个低阻抗通道连接到大地（Earth）上，我们称这个地为安全地。

信号的零电平参考在电路系统中，信号“地”通常被定义为一个等电位的参考点，一般是采用零电位参考点，所以信号“地”被称为零电位参考，或者说零电平参考。一个基本的概念往往被忽视，这就是电路中信号电流需要一个返回通道，以返回到它的源头，即出发点。因此，当我们讨论这个问题时，我们必须牢记两个基本概念：只要电流从一个有限值的阻抗上流过，在这个阻抗上就会产生电压，这是由欧姆定律所描述的。现实世界里很难找到一个绝对的“零电位”。哪怕电压非常小，可能是在的量级，但它也是存在的。信号电流必须返回到它的源头。中国科大快电子学安琪4两个定义安全地中国科大快电子学安琪4信号电流的低阻抗回流通道从高速电路的角度出发，对于信号“地”的一个更好的定义是：信号电流返回到它的源头的低阻抗通道。有人甚至说，忘掉“地”这个术语，考虑改为信号的返回通道（Forgettheword“Ground”,think“ReturnPath”）。在这个范畴里，我们更关心的是电流信号，而不是电压信号。如果两个电路点存在着一定的阻抗，并有电压差存在，则根据欧姆定律，一定会有电流流过。而且，地线上的电流决定了两个电路之间耦合的磁场大小。这是因为两个电路之间闭环回路的存在，电流在这个环中的流动导致了磁场的产生。电子工程师必须认真对待信号电流返回的通道，考虑电流从哪里流过？在这些思考和研究中，我们应当牢记一个基本的事实：电流流过的任何导体上都会有电压降的存在。从这个意义上讲，“信号的零电平参考”和“信号电流的低阻抗回流通道”这两个概念是紧密相关的，应该说，是从不同的角度来看待同一个问题。前者从电压的角度，后者从电流的角度，对于高速数字系统设计人员来说，我们更喜欢使用后者，在系统设计中考虑信号电流的低阻抗回流通道。中国科大快电子学安琪5信号电流的低阻抗回流通道从高速电路的角度出发，对于信号低速电路的“最小电阻”原则

在低速电路中，信号电流的返回通道遵循着最小电阻原则，如图2-3-1所示。驱动门A的输出信号沿着板上的PCB连线传输的电阻B点，然后由地面板返回到驱动门A。返回的线路由图中虚线标出。每一根弧线上的电流密度取决于它的电导，或者说是电阻。2-2信号电流的返回

图2-2-1低频信号沿最小电阻通道返回

中国科大快电子学安琪6低速电路的“最小电阻”原则2-2信号电流的返回高速数字电路的“最小电感”原则在高速电路中，电感的阻抗影响要远远大于通道的电阻，信号电流的返回通道遵循着最小电感原则，而不是低速电路中的最小电阻原则。我们知道，电路中的电感与信号流动的环面积成正比。当其它因素相同时，环面积越大，电感也越大。因此，当高速的信号电流沿着信号连线的垂直下方的地平面板上返回时，其形成的电流环面积最小，也就是说电感最小。这样的返回通道就是所谓的最小电感通道，如下图所示。图2-2-2高频信号沿最小电感通道返回

中国科大快电子学安琪7高速数字电路的“最小电感”原则在高速电路中，电感的阻返回电流的密度分布

图3-2-3给出了一个典型的PCB板高频信号连线和它的返回电流密度分布的横截面。在信号连线的垂直下方的电流密度最大，并且在其两边随距离迅速下降。图3-2-3信号连线下方的返回电流密度分布

中国科大快电子学安琪8返回电流的密度分布图3-2-3给出了一个典型的PC返回电流的密度分布公式距离信号连线中心点为D处的电流密度，可以用下式进行计算。该式一个近似公式。（3-2-1）

这里：

I0：总的信号电流，单位为安培（A）。H：信号连线与地面板之间的距离，单位为英寸（in）。i(D)：返回电流的电流密度，单位为安培/英寸（A/in）。上式表明返回电流的电流密度分布平衡了两个相反的趋势:

电流越强（电流密度越大）的地方，感应信号越大。即：感应信号正比于流过的电流。如一根细导线的电感应比一个平板导体的电感应肯定要大；离信号连线越远的地方，因为信号电流流出和返回形成的环也越大，电感增加。即：电感正比于电流环的面积，感应信号也正比于电流环的面积。在这两种相反的趋势中，电流密度的衰减更快，因为它是以距离D的平方成反比的。

上式表述的返回电流密度分布使信号电流流出和返回形成的环电感减少到最小，说明高频信号沿最小电感通道返回。同时也说明这时在信号线周围的磁场最小。中国科大快电子学安琪9返回电流的密度分布公式距离信号连线中心点为D处的电流要点高速电流沿最小电感（最小阻抗）通道返回。返回电流在信号连线的垂直下方的地平面通道返回，其强度随着偏离信号连线的中心距离的平方而迅速下降。。中国科大快电子学安琪10要点高速电流沿最小电感（最小阻抗）通道返回。中国科大快2-3地平面上信号返回电流的串扰（Crosstalk）图3-3-1两个信号之间由于返回电流的分布带来的串扰两个导体之间的串扰取决于它们之间的互感和互容。在数字系统中，通常感性串扰要远远大于容性串扰。因此，我们集中讨论感性耦合机制。

我们知道，有电流就会产生磁场，磁场的存在就会在其范围内的其它信号连线上产生感应电压。感应电压的大小正比于与驱动信号的变化率。当信号的上升时间很小时，感应产生的噪声电压就会显著增加。中国科大快电子学安琪112-3地平面上信号返回电流的串扰（Crosstalk）图互感串扰电压

如上节所述，返回电流的密度随着偏离信号连线的中心距离的平方而迅速下降，其伴随的磁场强度也应按照同样的规律迅速下降。因而，我们可以期待由此产生的互感串扰电压也遵循同样的规律。如上图所示，当两个信号连线之间的距离增加时，一个信号连线上的信号通过互感对另一个连线产生的串扰电压将迅速下降，可以用下式表示它们之间的规律。（3-3-1）这里我们将串扰表示为所测量到的噪声电压与驱动信号阶跃幅度的一个比值。系数K总是要小于1，它的大小取决于信号的上升时间和相互干扰的连线的长度。中国科大快电子学安琪12互感串扰电压如上节所述，返回电流的密度随着偏离信号例子：互感串扰实验我们可以用一个简单的试验来检验以上的假设，图3-3-2给出了试验装置的示意图。这是一个双层PCB板，两根平行PCB连线的长度是26in，相互的中心间距是0.080in。另一层PCB覆铜用作为地面层。按照式（3-3-1）的表述，当系数K一定时，串扰电压的大小取决于两PCB连线之间的距离D与信号线与地平面板之间的距离H的比值：D/H。比值越大，串扰越小，反之依然。在这个试验中，我们用改变信号线与地平面板之间的距离H来改变这个比值。

驱动门的输入为一个3.5V的负阶跃电压信号，则其输出为一个正的阶跃电压信号，然后输入到PCB连线A-B上。我们从PCB连线C-D的D端处检测连线C-D耦合的噪声电压。图3-3-2互感串扰试验

中国科大快电子学安琪13例子：互感串扰实验我们可以用一个简单的试验来检验以上测试波形图3-3-3给出了测试结果。图3-4-3的上半部为驱动门的输出端的阶跃电压信号，下半部是从D端处检测到的噪声电压波形。改变信号线与地平面板之间的距离H时，电压幅度也不同，H值越大，比值D/H越小，电压幅度也越大。这时符合式（3-3-1）的。H为无穷大是没有地平面板的情形。同样，当我们固定信号线与地平面板之间的距离H，通过改变两PCB连线之间的距离D，也可以改变比值D/H。D越大，比值D/H越大，在D端处检测到的噪声电压波也就越小，即：串扰越小。反之依然。图3-3-3互感串扰试验的串扰信号

中国科大快电子学安琪14测试波形图3-3-3给出了测试结果。图3-4-3的上要点信号的返回电流产生的磁场会在其它电路的连线上产生感应电压。在相邻的电路连线上感应的噪声电压随着两线的间距的平方迅速减少。中国科大快电子学安琪15要点信号的返回电流产生的磁场会在其它电路的连线上产生中国2-4非理想的信号返回电流通道

我们知道，高速电路中，信号电流沿最小电感通道返回，即：返回电流在信号连线的垂直下方的地平面通道返回。在实际的电路系统设计中，这一理想的最小电感通道可能由于某种原因被破坏，或者本来返回通道就不是在一个单一的地平面上。下面我们讨论几个典型的情况。一.地平面狭缝（GroundSlot）图3-4-1中显示的地平面狭缝例子是高速电路设计中最常见的一个PCB板设计错误。如图所示：逻辑门电路的输出信号从A传输到B，然后从地平面返回。由于地平面的A-B之间有一个长度为D的狭缝，返回电流就不能沿最小电感通道（信号连线A-B的垂直下方的低平面通道）返回。很少一部分返回电流会经狭缝间的离散电容通过，而大部分电流只能绕过狭缝，沿图中狭缝两侧的虚线返回。这使得电流环面积大大增加，从而增加了回路电感。图3-4-1地平面上的狭缝引起串扰中国科大快电子学安琪162-4非理想的信号返回电流通道我们知道，1.地平面狭缝对电路的影响地平面狭缝使电流环面积大大增加，从而增加了回路电感，对高速电路的影响是两方面的：

对原驱动信号的影响当信号的返回通道的电子学长度（取决于狭缝的长度）与信号的前沿相比较较短时，狭缝的作用相当于一个信号通道中的一个串联电感。这个额外的电感将滤去信号前沿的一些高频成分，使信号变慢。如下图a中的第一个波形。当狭缝的长度较长，即信号的返回通道的电子学长度比信号的上升或下降时间更长时，信号沿上会出现台阶。台阶的长度与狭缝的长度呈正比。狭缝越长，台阶也越长，如下图a中的右边的两个波形所示。另外，台阶的高低则取决于狭缝的宽度（W）。狭缝越宽，狭缝的离散电容越小，通过离散电容耦合的返回电流部分也就越小（I=Cgap(dV/dt)），台阶也就越低，如下图b所示。图3-4-2地平面狭缝对信号前沿的影响ab中国科大快电子学安琪171.地平面狭缝对电路的影响地平面狭缝使电流环增加电路中的串绕狭缝引起的非理想返回通道大大增加了穿过同一条狭缝的信号间的串绕。图3-5-3给出的TDR测试结果展示了一个狭缝串绕的例子。图中信号线和被干扰的无源线之间的间距是1.4英寸，按照前面讨论的地平面上信号返回电流的串扰分析和式（3-3-1），两线间的间距相对于信号连线与地平面的间距（H）很大，比值D/H足够大，应该没有大的串绕。但是由于狭缝的存在，信号的电流环面积大大增加，将无源线也包括在其磁场范围内，从而引起了较大的串绕。如图3-4-3的左上图所示：尽管两线间的距离大于一个英寸，还是有大约15%的驱动信号能量耦合到无源线上。图3-4-3的左下图则给出了驱动信号前沿随狭缝长度变长的变化情况，狭缝越长，信号的前沿越慢，并且会出现台阶。这与前面的讨论是一致的。图3-4-3穿过同一个狭缝上信号线之间的耦合噪声

中国科大快电子学安琪18增加电路中的串绕狭缝引起的非理想返回通道大大增加2.产生地平面狭缝的原因产生地平面狭缝的原因主要有以下几种：地平面层上布信号线当信号层的布线遇到困难，PCB板设计者会在地平面层上布上少量信号线。设计者往往认为很少的几根连线，无伤大雅，不会破坏地平面的完整性。对低速电路，我们或许可以这样认为；但对于高速电路，这就犯了大忌。信号线图3-4-4地平面上信号线引起的狭缝地平面中国科大快电子学安琪192.产生地平面狭缝的原因产生地平面狭缝的原较长的接插件（Connector）随着系统的复杂性提高，大量的I/O促使在电路板上使用管脚众多而密集的接插件。当穿孔（Through-Hole）接插件各管脚的焊盘（Pad）和反焊盘（Anti-Pad，即：地屏蔽孔）过大时，反焊盘相互覆盖使地平面上形成狭缝，如图3-4-5左边较大的反焊盘的情形。这一问题在背板设计上尤其严重。图3-4-5右边较小的反焊盘则避免了这个问题，反焊盘之间仍保留了地平面上的敷铜，使信号的返回电流可以穿过。图3-4-6是一个PCB上连接器的实例。图3-4-6反焊盘过大的连接器（PIN间距为100mil，焊盘为PAD70CIR110）图3-4-5接插件引起的狭缝

中国科大快电子学安琪20较长的接插件（Connector）随着系统的复杂

电源层或地平面层上的分割（SplitPlanes）图3-4-7是一个PCB板上电源层或地平面层上分割的实例。分割处图3-4-7电源层或地平面层上的分割引起的狭缝电源层或地平面层中国科大快电子学安琪21电源层或地平面层上的分割（SplitPlanes）图3连续的密集过孔连续的密集过孔的问题类似于接插件。当各过孔的反焊盘过大时，反焊盘相互覆盖使地平面上形成狭缝。如图3-4-8所示。这是一个PCB板步线的实例，红色和浅蓝色分别为两个不同信号层上的连线，由深蓝色的过孔连接起来，右图的绿色表示是地平面层。可以看出，由于过孔过于密集，地平面上的反焊盘已相互覆盖，产生了一个狭缝。图3-4-8连续的密集过孔形成的地平面狭缝

电源层或地平面层中国科大快电子学安琪22连续的密集过孔连续的密集过孔的问题类似于接插件。3．地平面狭缝电感和串扰的估算互感如图3-4-1所示，由于地平面狭缝，信号通道A-B的返回电流不得不绕过地平面狭缝，产生一个较大的电流环，明显地增加了环路电感。这一绕道的电流将与信号通道C-D的返回电流重叠在一起，导致在它们之间产生较大的互感和串扰。而且，即使两个信号通道相隔较远，串扰仍然很大，如图5-4-3所示。与信号通道串联的等效电感可以用式（3-4-1）计算：

（3-4-1）

这里：L：电感，单位为nH。D：低平面狭缝的长度，单位为英寸（in）。W：信号连线的宽度，单位为英寸（in）。

地平面狭缝的宽度对回路电感的大小几乎没有任何影响。

如果信号连线与地平面狭缝的一端靠近，等效电感将会减少。信号连线越靠近地平面狭缝的一端，等效电感就越小。另一方面，当地平面狭缝很短，甚至比信号连线的宽度还短时，我们可以认为没有地平面狭缝电感存在。中国科大快电子学安琪233．地平面狭缝电感和串扰的估算互感与信号通道串联的上升时间如前所述，地平面狭缝电感将导致信号的上升时间变慢。其变慢的程度不仅取决于电感（L）的大小，还取决于信号连线的端接情况。最差的情况是一条很长的信号连线，其串联的等效电感一端的信号源内阻等于Z0，这相当于一个L/R滤波器。L/R滤波器的上升时间由式（3-4-2）给出：

（3-4-2）

根据上升时间的平方和相加原理，信号经过L/R滤波器后的上升时间为：

若信号连线是一条短线，驱动一个大的容性负载，这相当于一个LC滤波器，其上升时间由式（3-5-4）给出：

（3-4-3）

（3-4-4）

用类似于式（3-4-3）的方法，信号经过LC滤波器后的上升时间也可以算出。中国科大快电子学安琪24上升时间如前所述，地平面狭缝电感将导致信号的上升LC滤波器的Q值（3-4-5）

LC滤波器这样的电路可能会产生振铃，这取决于电路的Q值。Q值不仅与等效的串联电感L，负载电容C的数值有关，也与驱动信号的源内阻Rs相关。Q值的大小可以由式（3-4-5）来计算。当Q值大于1时，电路就会产生振铃；当Q值接近1时，电路的上升时间大小由式（3-4-4）决定；当Q值小于1时，电路的上升时间比式（3-4-4）描述的还慢。

如果PCB板上的两条信号连线经过同一条地平面狭缝，并且相互的距离很近，像图3-4-1中的信号连线A-B和C-D那样，两条信号线之间会存在着较大的互感。互感的大小也是用公式（3-4-1）来计算。如果图3-4-1中的信号连线C-D靠近地平面狭缝的一端，则两线之间的互感将随着信号连线C-D与地平面狭缝的一端的距离减小而线性减小。中国科大快电子学安琪25LC滤波器的Q值（3-4-5）LC滤波器串扰的计算（3-4-6）若已知两线之间的互感和驱动电路的输出电流变化率，我们可以求出两线之间的串扰电压。公式如下：

对于长线，电流变化率I等于驱动电压V除于线的特性阻抗Z0。因此，我们有：（3-4-7）对于驱动容性负载C的短线，驱动电路的输出电流变化率I为负载电容的电流变化率。我们有：（3-4-8）中国科大快电子学安琪26串扰的计算（3-4-6）若已知两线之间的互感和驱4．解决地平面狭缝问题的途径

尽量避免电源和地面的分割

考虑PCB的分层设计（Stack-Up），尽量避免电源和地面的分割，各电源和地面均采用整板的PCB板，以尽可能地消除跨越狭缝的信号线。

尽可能让低速信号和静态信号跨越狭缝

在PCB布局时，若狭缝是不可避免，尽可能让低速信号和静态信号跨越狭缝，避免高速信号跨越狭缝。

当两个电源必须采用分割方法设计时，应使两个被分割的板尽可能靠近，并在紧靠被分割的板下放另一个完整的PCB板，通常是地面层。这时，板间的电容会形成高速信号的返回通道，允许返回电流通过被分割的两边。如图3-4-9所示。

图3-4-9板间的电容形成高速信号的返回通道

板间电容中国科大快电子学安琪274．解决地平面狭缝问题的途径尽量避免电源和地面的分割不在地面或电源层板布线。

Through-Hole类型的连接器对于较长的连接器（Through-Hole类型），使用较小的焊盘和反焊盘可保留地平面上孔间的敷铜，避免了产生狭缝，使信号的返回电流可以穿过连接器处的地平面，如图3-4-5中右边的连接器。图3-4-10是一个PCB板上的实例，它是对图3-4-6PCB板的修正。左图是连接器的焊盘示意图，右图则显示了地平面层的情况，绿色表示的是地平面层，可以看到，适当的焊盘和反焊盘尺寸可保留地平面上孔之间的敷铜，保证地平面的连续。

图3-4-10改善的连接器PCB板设计地平面层孔之间的地平面敷铜中国科大快电子学安琪28不在地面或电源层板布线。Through-Hole类调整过于密集的过孔调整过于密集的过孔，使过孔之间的间隙增大，以至于保留地平面上孔之间的敷铜，避生狭缝，使信号的返回电流可以穿过这些过孔。图5-4-11是一个PCB板步线的实例。这里对图5-4-8中PCB板的密集过孔做了调整，红色和浅蓝色分别为两个不同信号层上的连线，由深蓝色的起来。右图的绿色表示是地平面层，可以看到，调整后的过孔分布，孔之间保留了地上的敷铜，使地平面保持了连续。

图5-4-11调整后的过孔分布

孔之间的地平面敷铜中国科大快电子学安琪29调整过于密集的过孔调整过于密集的过孔，使过孔之放置旁路电容当高速的信号线不得不跨越一个地平面上的狭缝时，应在信号线跨越狭缝处，在信号线两侧各放一个旁路电容（至少放一个旁路电容），连接狭缝两边的地平面，使高速的返回电流经旁路电容通过狭缝。避免大的返回通道环形成额外的电感。

图3-4-12在信号线跨越狭缝处放置旁路电容

信号线旁路电容中国科大快电子学安琪30放置旁路电容当高速的信号线不得不跨越一个地平面使用差分线传输信号当高速的信号线不得不跨越一个地平面上的狭缝时，差分信号传输可以很好地改善由于狭缝带来的信号完整性问题。这可以分别从两个方面来理解。

首先，从差分信号的理论来说，这是相当简单的。差分信号的两个信号总是大小相同，方向相反，因此，两个信号的返回电流也是大小相同，方向相反。由于差分连线相互靠的很近，地平面上的返回电流通道几乎是重合在一起，大小相同，方向相反的返回电流因而相互抵消。图3-4-11差分信号传输以及返回电流的示意图。当返回电流的地平面上出现狭缝时，两个差分返回电流信号的返回通道仍然是相同的，电流仍然被抵消。

差分信号的接收电路总是比较两个差分信号，以确定输入信号的极性。比较过程中，并不需要本地的参考电平。驱动端和接收端之间的任何地电平变化，如其它电路产生的串扰电压，对两个差分信号的影响是相同的，被看作为是共模信号，对差分接收端没有影响。

图3-4-13差分信号的返回电流中国科大快电子学安琪31使用差分线传输信号当高速的信号线不得不跨越一个差分信号的平衡唯一影响差分信号的返回电流的因素是差分信号对的不平衡。如果差分信号不是精确地相位完全相反，其返回电流也就不会完全抵消。差分电流上的不平衡被认为是共模电流（CommonModeCurrent）。对于一个设计完美的差分驱动电路来说，其共模电流一般要小于差模电流的1/100。当我们设计PCB连线时，应注意保持两个差分信号连线是等长度，两个差分信号连线之间的距离相距很近，并且始终保持等距离。两个差分信号连线在长度上的差异会带返回来电流上的不平衡，其影响因子有式3-5-9所描述。

（3-4-9）

其中：x是两个差分信号连线在长度上的差异，td是差分信号连线的单位传输延迟时间，tr是差分信号的上升时间。

中国科大快电子学安琪32差分信号的平衡唯一影响差分信号的返回电流的因素是差分二.过孔（Via）使用过孔来连接不同信号层的信号线是PCB板布线中极为普通的一种方法。然而，在使用过孔时，信号的电流回流往往被忽视。对于高速信号，这种情况类似于分割的地平面或分割的电源层。信号的电流回流开始是在一个地平面层上通过，然后又被驱使到另一个参考层上（地平面层或电源层）。图3-4-14所显示的是一个典型的例子。图3-4-14使用过孔的信号以及其电流回流的路径

中国科大快电子学安琪33二.过孔（Via）使用过孔来连接不同信号层的信号线过孔讨论在靠近过孔时，由于过孔阻断了电流回流的流向，所以电流回流必然寻找附近最近的过孔（若中间两层具有相同电位的参考层，如：地面层）或旁路电容（若中间两层具有不相同的电位的参考层。信号电流和其回流组成的电流环的面积就要增大，形成的电感也就增大。信号过孔和回流过孔或旁路电容之间的距离（右图中的s）越大，电流环的面积就越大，形成的电感也就越大。类似于狭缝，电感的存在使信号变慢，产生串扰，信号完整性受到破坏。信号过孔和回流的过孔或旁路电容之间的距离可能有人会问到：返回电流是否可以通过两个参考层之间的离散电容流入到另一层板上？答案是不会的。在典型的PCB板结构中，板间距足够大，其离散电容还不足以为返回电流形成有效的低阻抗通道。返回电流还是去寻找最近的过孔或旁路电容来穿越不同的参考层面（详细分析见“Short-TermImpedanceOfPlanes”byDr.HowardJohnson）。图3-4-15中国科大快电子学安琪34过孔讨论在靠近过孔时，由于过孔阻断了电流回流的流向过孔电感的估算（1）其中：s是信号过孔和一个返回电流过孔之间的距离；r是过孔的半径；h是两个参考层之间的间距。s,r和h单位都是英寸（in）。信号经过一个过孔，返回电流由另一个过孔返回。其电感大小为：（3-4-10）

信号经过一个过孔，返回电流主要由另外两个过孔返回，而且各返回过孔的中心与信号过孔的中心之间的距离相等，由s表示。其电感大小为：（3-4-11）其中：s是信号过孔和任一个返回电流过孔之间的距离；r是过孔的半径；h是两个参考层之间的间距。s,r和h单位都是英寸（in）。中国科大快电子学安琪35过孔电感的估算（1）其中：s是信号过孔和一个返回电流过孔电感的估算（2）其中：s是信号过孔和一个返回电流过孔之间的距离；r是过孔的半径；h是两个参考层之间的间距。s,r和h单位都是英寸（in）。信号经过一个过孔，返回电流由主要另外四个过孔返回，而且四过孔的位置呈四边形，相互之间的距离相等，各返回过孔的中心与信号过孔的中心之间的距离相等，由s表示。其电感大小为：（3-4-12）信号经过一个过孔，而返回电流由环绕该过孔的一个同轴园的返回通道返回，其电感大小为：（3-4-13）其中：s是同轴园的半径；r是过孔的半径；h是两个参考层之间的间距。s,r和h单位都是英寸（in）。公式（3-4-13）实际上就是同轴电缆的电感计算公式。中国科大快电子学安琪36过孔电感的估算（2）其中：s是信号过孔和一个返回电流过三.连接器（Connector）

连接器的非理想返回通道

当我们使用一个连接器将两块PCB板连接起来时，信号从一块PCB板通过连接器传输到另一块PCB板上，而信号的返回电流却不能像一块PCB板内那样从相应的参考层返回到信号的源端，只能像图3-4-16所显示的那样，从特定的接地连接脚返回到信号的源端。图3-4-16是一个连接器上信号以及其返回电流通道的例子。连接器左边板上的驱动门电路A的输出信号以及返回电流形成了回路X，而B的输出信号以及返回电流形成了回路Y。两个环路的返回都通过了同一个接地管脚，形成了较大的电流环，且相互重合，产生串扰。图3-4-16连接器上的信号以及返回通道BAC中国科大快电子学安琪37三.连接器（Connector）连接器的非理想返回通道

连接器的串扰对由于连接器的非理想返回电流通道所带来串扰，总是可以用计算电感串扰的公式，

即：Crosstalk=LM(di/dt)来描述。这里，我们考虑最差的情况，即：较大的电流环X对电流环Y的串扰。当估计电感带来的串扰大小时，我们应从三个因素着手分析。

两环之间的互感

驱动门电路A输出信号的最大电流变化率

驱动门电路B在PCB板上的位置中国科大快电子学安琪38连接器的串扰对由于连接器的非理想返回电流通道所

两环之间的互感

电流环X与电流环Y之间的互感（LX,Y）可以用式（3-4-14）计算。其中：a：通过连接器时信号X与Y之间的距离，也就是连接器管脚之间的距离。b：通过连接器时信号X与接地管脚之间的距离。c：通过连接器时信号Y与接地管脚之间的距离。D：连接器管脚的直径。H：连接器管脚的长度。（3-4-14）BAC中国科大快电子学安琪39两环之间的互感

电流环X与电流环Y之间的互感（LX,

驱动门电路A输出信号的最大电流变化率

驱动门电路A输出信号的最大电流变化率与电路的负载相关。对于电阻负载，它可以由式（3-4-15）来描述；对于电容负载，它可以由式（3-4-16）来描述。其中，tr是驱动门电路A输出信号的上升时间，V是驱动门电路A输出信号的摆幅，R是驱动门电路A的电阻负载。（3-4-15）其中，tr是驱动门电路A输出信号的上升时间，V是驱动门电路A输出信号的摆幅，C是驱动门电路A的电容负载。（3-4-16）中国科大快电子学安琪40驱动门电路A输出信号的最大电流变化率驱动门电驱动门电路B在PCB板上的位置

驱动门电路B在电路板中的位置，或者更精确地说，其靠近连接器的程度对串扰的大小也有影响。我们可以将其分为两种情况。

情况1：驱动门电路B与连接器靠的较近，信号的等效电子学长度（l）大于其连线。如图3-4-15所示。

由于驱动门电路B与连接器靠的较近，可以不考虑信号连线的传输线效应。并且由于驱动门电路B的输出阻抗较小，可以忽略由于电感产生的电压串扰信号在其上的分压，全部电压串扰信号都落在连接器右端接收端。此时，其串扰电压就是：(3-4-17)将互感的表达式LX,Y（3-4-14）和电流变化率（di/dt）的表达式（3-4-15）或（3-4-16）带入式（3-4-17），就可以算出串扰的大小。图5-4-15驱动门电路B与连接器靠的较近B中国科大快电子学安琪41驱动门电路B在PCB板上的位置驱动门电路B在电情况2：

驱动门电路B与连接器相离较远，信号的等效电子学长度（l）小于其连线。

如图3-4-18所示。由于驱动门电路B与连接器相离较远，应当考虑信号连线的传输线效应。传输线的特性阻抗为ZC，应当考虑电压串扰信号在其上的分压。这时，落在连接器右端接收端只是全部电压串扰信号的一部分。即串扰电压为：

其中：K是传输线的特性阻抗与连接器右端接收端等效阻抗的比值。当为了防止反射而进行终端匹配时，连接器右端接收端的等效阻抗也等于ZC。此时，其连接器右端接收端的串扰电压是总串扰电压的一半，即：

(3-4-18)(3-4-19)图3-4-18驱动门电路B与连接器相离较远

B中国科大快电子学安琪42情况2：驱动门电路B与连接器相离较远，信号的等效电子学

减少连接器的电感串扰最直接减少连接器的电感串扰的方法就是增加连接器上的接地管脚数目和电源管脚的数目。如图3-4-17所示，当我们在回路X和Y上部对称地加另一个接地管脚时，每个接地管脚上返回电流差被减半，相当于电感也减少了一半。更多的接地管脚会进一步地分流返回电流，但不会像最初1/2那样分的这么多。图3-4-19增加一个接地管脚将串扰减少一半B中国科大快电子学安琪43减少连接器的电感串扰最直接减少连接器的电感串扰的减少连接器电感串扰（2）在管脚X和Y之间加接地管脚比在它们外边加接地管脚更为有效。当我们加N个接地管脚时，管脚X和Y被隔离的更远，其相互之间的耦合就更小，其大小与数目N的关系如式（3-4-20）所描述。图3-4-18在两个信号管脚之间加接地管脚

(3-4-20)在实际的应用中，在两个信号脚之间加N个接地管脚是不太现实的。这样，有效的信号管脚就大大减少了。一般来说，当地线管脚与信号管脚的数目达到1:1时，可以认为信号间的串扰已被基本上消除，不再对系统构成大的影响。

中国科大快电子学安琪44减少连接器电感串扰（2）在管脚X和Y之间加接地管脚比伪同轴电缆技术

图3-4-19信号与地线管脚的几种排列方案

信号线与地线的数量比为1:1，具有较好的屏蔽效果和较低的特性阻抗。

中国科大快电子学安琪45伪同轴电缆技术图3-4-19信号与地线管脚的几种排列方案减少连接器电感串扰（3）有时，地线管脚与信号管脚的数目达到1:1的比例仍然被认为是很奢侈，代价太高。这时，可以考虑按功能将信号线管脚分成若干个组，各组之间用接地管脚分开。这样，各组之间的串扰就可以大大减少。对于相同功能的信号线管脚，若数目太大，如数据信号线管脚和地址信号线管脚，也可以在其中再分组，以减少串扰。

另外，选择好的连接器也是减少串扰的重要方法，如：采用管脚短的连接器以减少电感。AMP公司的Z-Pack连接器是很好的连接器，适合高速的信号互连。

使用差分信号传输是一个解决连接器非理想返回电流通道问题的很好方法。差分信号的返回电流概念和设计注意事项已在前面详细讨论。这里唯一要特别强调的是：在连接器上，差分信号的两个信号管脚必须是相邻的管脚。中国科大快电子学安琪46减少连接器电感串扰（3）有时，地线管脚与信号管脚的数VME总线连接器中地与电源脚的分配中国科大快电子学安琪47VME总线连接器中地与电源脚的分配中国科大快电子学安琪PCI总线连接器中地与电源脚的分配接地脚电源脚中国科大快电子学安琪48PCI总线连接器中地与电源脚的分配接地脚电源脚中国科大快电3-5

保护线

在模拟电路应用中，对于敏感的信号线，常用所谓的保护线措施来减少串扰，即：用两条平行的地线夹着敏感的信号线。

在数字电路中，一个良好的地平面可以有效的减少串扰，而且数字信号不象模拟信号对干扰信号那样敏感。不过，对于象高速的时钟信号或时序控制信号，使用保护线仍可以起到一个辅助的作用。HL信号线地线W图5-4-1中国科大快电子学安琪493-5保护线在模拟电路应用中，对于敏感的信号线例1

图3-5-2中的两条PCB连线之间相隔三个连线宽度，中间恰好可以放下一条保护线。连线的几何尺寸如图所示，试估算两线间的串扰大小。因为线间距离为0.040in，线高度为0.005in，所以比值D/H=8，带入上式，有：图5-5-2对于数字电路，若采用整个PCB板作为地平面，则可以认为串扰只在邻近线间发生，相邻连线间发生1~3%的串扰是可以容忍的。本例中的串扰可以忽略。因此，一般而言，当两线之间的距离可以插入一条保护线时，可以认为其距离已足够远，无须再加保护线。中国科大快电子学安琪50例1图3-5-2中的两条PCB连线之间相隔三个连例2

图3-5-3中，一个已知幅度的信号从PCB连线A输入，由线B和C观测其串扰信号。PCB连线长26in，特性阻抗为50.这里：信号层与地面层的距离H为10mil。比例1大一倍，以增大串扰的效果。图3-5-3保护线的效果A-B：D=40,H=10,D/H=4A-C：D=80,H=10,D/H=8很显然：连线C与连线A的距离比连线B要大一倍，其D/H比值也大一倍。因为串扰大小与D/H比值的平方成反比，可以想像连线C上的干扰电压应是连线B上的1/4。我们有：A-B：A-C：中国科大快电子学安琪51例2图3-5-3中，一个已知幅度的信号从PCB连示波器观测的结果最大幅度的脉冲PCB连线C的两端均不做任何连接，在PCB连线B上测到的串扰电压。次最大幅度的脉冲PCB连线B的两端均不做任何连接，在PCB连线C上测到的串扰电压，大小是连线B上串扰的1/4。最小幅度的脉冲PCB连线B的两端均接地后，在PCB连线C上测到的串扰电压，大小是未接地时的1/2。图3-5-4保护线的效果中国科大快电子学安琪52示波器观测的结果最大幅度的脉冲图3-5-4保护线的效果小结保护线是减少串扰的一个辅助方法。保护线一定要两端接地。保护线上有规律的通过过孔接地可以进一步减少串扰。中国科大快电子学安琪53小结保护线是减少串扰的一个辅助方法。中国科大快电子学3-6

近端和远端串扰先前的串扰分析都是基于集总元件网络极性，将耦合看作为由一个集总电感LM完成的。对于大多数应用，这是合适的，但对于长线串扰则不够严谨。以下的串扰分析，将是基于分布的电感和电容来进行。一．感性耦合机制

设：互感系数为：LM线延迟时间为：Tp图3-6-1典型的串扰原理示意图图5-6-1是典型的串扰原理示意图。首先，我们的分析只考虑感性耦合机制。中国科大快电子学安琪543-6近端和远端串扰先前的串扰分析都是基于变压器模型

互感的作用象一个小变压器。

分布的互感作用象一连串小变压器。

假定耦合作用不是很强，小变压器不会影响信号的传输。考察第k个变压器

当阶跃信号传输的到第k个变压器，在线C-D上感应出一个小的尖脉冲，并向线的两端传输。

由于变压器的同相和反相端机制，向远端传输的串扰信号是负脉冲，并被称为是远端串扰；而向近端传输的串扰信号是正脉冲，并被称为是近端串扰。中国科大快电子学安琪55变压器模型互感的作用象一个小变压器。由于变压器的同相感性耦合的远端串扰变压器k产生的负尖脉冲与驱动信号同方向传输，且与驱动信号同时到达远端，也就是说：当驱动信号沿线A-B传输时，一路感应的负尖脉冲都随驱动信号同时到达远端，汇集成一个幅度较大的负尖脉冲，其脉冲宽度与驱动信号的上升时间（tr）相同。远端串扰信号的特点：负尖脉冲。线越长，脉冲幅度越大。脉冲宽度等于原驱动信号的上升时间tr。线C-D上产生的所有远端串扰信号与驱动信号同时到达远端，延迟时间为Tp。上升时间是原驱动信号的一半。（3-6-1）中国科大快电子学安琪56感性耦合的远端串扰变压器k产生的负尖脉冲与驱动信号同方向感性耦合的近端串扰变压器k产生的正尖脉冲与驱动信号反方向传输，近端串扰信号应是所有正尖脉冲的总和。其电压信号的面积与远端串扰相同，但却分布在2TP时间内，理想情况下，近端串扰信号是一个宽度为2Tp的方波。当线长度增大时，信号的脉宽增大，但幅度不变。近端串扰信号的特点：正脉冲信号。脉冲幅度与线长度无关，但其面积与远端串扰负尖脉冲的面积相同．近端串扰信号与原驱动信号同时产生，脉冲宽度等于两倍的线延迟时间（2Tp）。上升时间与原驱动信号的相同（tr）。（3-6-2）式（3-6-2）与式（3-6-1）形式上完全相同，不同的地方是近端串扰信号的相加是在不同的时间，因此，信号幅度并没有增加，增加的是信号的宽度。或者我们可以用式（3-6-3）来描述感性耦合中的近端串扰，其中R是近端串扰的耦合系数。注意：（3-6-３）中国科大快电子学安琪57感性耦合的近端串扰变压器k产生的正尖脉冲与驱动信号反感性耦合近端和远端串扰信号的传输图3-6-2近端和远端串扰信号的传输示意图图3-6-3近端和远端串扰信号的波形图中国科大快电子学安琪58感性耦合近端和远端串扰信号的传输图3-6-2近端和远端串二.

容性耦合机制容性耦合机制与感性耦合机制是类似的，主要的不同是互容没有变压器的同名端问题，向两个方向传输的串扰信号的极性都与原驱动信号相同．远端串扰信号：与互感类似，只是极性相反，与原驱动信号一样，为脉冲。近端串扰信号：互感类似。中国科大快电子学安琪59二.容性耦合机制容性耦合机制与感性耦合机制是类似的，主容性耦合机制的串扰信号图3-6-4容性耦合近端和远端串扰信号的波形图中国科大快电子学安琪60容性耦合机制的串扰信号图3-6-4容性耦合近端和远端串扰三.容性、感性串扰的共同作用图3-6-5容性、感性耦合的干扰信号的波形图感性耦合容性耦合远端串扰远端串扰近端串扰近端串扰脉冲面积相等脉冲面积相等

通常条件下（地平面板），感性串扰和容性串扰大体上是相同的。

远端串扰（正向传输）信号极性相反，相互抵消；

而近端串扰（反向传输）信号极性相同，相互加强。中国科大快电子学安琪61三.容性、感性串扰的共同作用图3-6-5容性、感性耦合容性、感性串扰的进一步讨论微带线（MicrostripLine）电场分布一半是在空气中，因而容性耦合强度低于感性耦合。由于较小的容性串扰，远端的（正向传输）容性串扰正脉冲幅度小于感性串扰的负脉冲，远端处会出现一个负脉冲，但幅度小于原感性串扰的负脉冲。近端串扰信号相互叠加，幅度增加，但不是加倍。不完美的地面板对于不完美的地面板，如带有狭缝的地面。感性串扰可能远大于容性串扰，远端处的负脉冲幅度进一步增强，但脉冲面积不会大于近端串扰（反向传输）的正脉冲。因为远端串扰信号的极性相反，总是相互抵消一部分；而近端串扰信号的极性相同，总是加强。带状线（Stripline）感性串扰和容性串扰的强度基本相同，远端串扰信号相互抵消，残存的串扰信号幅度很小；近端串扰信号相互叠加，幅度加倍。中国科大快电子学安琪62容性、感性串扰的进一步讨论微带线（Microstrip四．近端串扰变为远端串扰通常的高速数字电路中，常见的是一个内阻很低的驱动门电路驱动一个传输线，传输线终端（远端）进行并联的终端匹配。由于终端匹配，远端不会发生反射。但近端串扰在传输线的始端会发生反向反射。该信号极性与原近端串扰信号相反，为负脉冲信号，宽度不变，仍为2Tp，经Tp时间后到达传输线终端。实际上，远端看到的串扰信号应是正向传输的远端串扰信号和反向传输的近端串扰反射后的信号的叠加效应。在容性、感性耦合平衡时，第一项很小，基本是第二项的影响。因此，可以说，近端串扰变成了远端串扰。若容性、感性耦合不是理想平衡，由于一般总是感性大于容性，因此，抵消后剩余的远端串扰是负脉冲，它会叠加在近端串扰的反射信号前沿处。图3-6-6近端串扰信号的反射中国科大快电子学安琪63四．近端串扰变为远端串扰通常的高速数字电路中，例3-6-1测量近端串扰的反射信号测量装置：

脉冲源通过50同轴电缆驱动PCB连线A-B。

连线宽度（W）：20mil

介质高度（H）：10mil

连线间距：40mil

示波器探针电缆长度均相同

示波器探针电缆终端50匹配

PCB连线C和E近端接地，仿真一个低阻驱动器。图3-6-7测量装置中国科大快电子学安琪64例3-6-1测量近端串扰的反射信号测量装置：图3-6-近端串扰的反射信号波形

两个串扰波形的起始点延迟驱动信号均为4.5ns，说明线的延迟时间Tp为：Tp=4.5ns。

两个串扰信号的宽度：Tp=9ns。

在D和F处测量的串扰信号分别为：

D=(4div)(50mV/div)=200mVF=(1div)(50mV/div)=50mV

在D和F处测量的串扰比值分别为：

D/A=0.200/2.5=0.08F/A=0.50/2.5=0.02

由公式预测的串扰比值：图3-6-8测量的波形远端串扰信号抵消后剩余的感性串扰负脉冲中国科大快电子学安琪65近端串扰的反射信号波形图3-6-8测量的波形远端串扰信号五.两线间串扰信号的特征远端串扰（正向传输）

远端串扰（感性和容性）大小正比于驱动信号的导数，正比于线的长度。

脉冲宽度等于驱动信号的上升时间tr。

上升时间是原驱动信号的一半。

所有的远端串扰信号与驱动信号同时到达远端，延迟时间为TP。

感性和容性的远端串扰极性相反，相互抵消。剩余的远端串扰信号大小取决于感性和容性耦合的平衡。

一旦测量了在某双线上的一个已知信号的远端串扰的平衡比值，其它信号是相同的。近端串扰（反向传输）

正脉冲信号。

脉冲幅度正比于驱动信号的幅度，但与线长度无关。

上升时间与原驱动信号相同。

串扰信号的宽度为2倍的线传输延迟时间（2TP）。

感性和容性的近端串扰极性相同，相互叠加。

近端串扰信号可以用式（3-6-3）描述：当线较长，并超过信号上升时间的1/2时，近端串扰信号可以达到其满幅度值，此时的耦合系数可以近似地用下式表示：（3-6-3）中国科大快电子学安琪66五.两线间串扰信号的特征远端串扰（正向传输）近端串扰（反向六.减少串扰的措施尽量减少PCB板上的平行布线。尽量减少芯片间的物理尺寸，以减少连线长度。尽量使用参考层（电源层或地面层）隔离两个布线层。当两个布线层不得不相邻时，两个布线层上的布线方向需呈90度，垂直布线。适当进行始端串联匹配，以减少近端串扰的反射。3-W规律RsZ0Z0图3-6-9相邻步线层垂直步线图3-6-10适当的始端串联匹配中国科大快电子学安琪67六.减少串扰的措施尽量减少PCB板上的平行布线。RsZ3-W规则3-W规则：两条邻近的连线中心点间距应大于，或至少等于3倍的线宽。或者说：两条邻近连线的边沿之间的间距应大于，或至少等于2倍的线宽。并非所有的连线都必须遵守3-W规则，一般只有时钟信号线和较为重要的时序控制信号线需要考虑。3-W规则涉及到是70％的信号电流，即70％的电流分布在3-W内。若要达到98％的电流，则需要10-W规则。当两线之间有过孔时，考虑到对过孔处信号的串扰，3-W规则应不是针对另一条连线，而是针对过孔。图3-6-113-W规则示意图磁场中国科大快电子学安琪683-W规则3-W规则：两条邻近的连线中心点间距应大差分线3-W规则图3-6-12差分线的3-W规则示意图中国科大快电子学安琪69差分线3-W规则图3-6-12差分线的3-W规则示意图LVDS差分线3-W规则图3-6-13NationalSemiInc.推荐的LVDS差分线的3-W规则示意图中国科大快电子学安琪70LVDS差分线3-W规则图3-6-13National3-7

多层PCB板分层设计考虑电源面和地面层的考虑：层数，位置PCB标准模板中国科大快电子学安琪713-7多层PCB板分层设计考虑电源面和地面层的考虑：一.电源面和地面层5/5规则

若数字电路的时钟频率大于5MHz，或者数字信号的上升时间小于等于5ns，则应该考虑使用多层PCB板技术。由5/5规则，当前我们涉及到数字电路设计无例外都必须考虑多层PCB板的设计。基本上可以认为不是使用不使用多层PCB板的问题，而是考虑使用多少层的问题。中国科大快电子学安琪72一.电源面和地面层5/5规则中国科大快电子学安琪电源面和地面层设计考虑：层数和位置

考虑所需电源的种类和数量，尽可能不使用分割的电源层或地平面层。估计信号的上升时间，考虑是否需要阻抗可控的PCB连线设计。估计信号线的数目和电路板的物理尺寸。电源层与地面层板应尽可能成对出现。防止电路板弯翘。相邻排列可以形成电源与地之间的平行板电容，有助于电源与地之间的低阻抗通道。电源层也是一个低电感返回电流通道。只要电源层与地平面层之间有足够多的旁路电容，对于信号层，地平面层和电源层只是直流电位不同，对交流信号，作为参考层是一样的。

信号线GNDVCC图3-7-1信号参考层：地平面层或电源层中国科大快电子学安琪73电源面和地面层设计考虑：层数和位置考虑所需电源的种类和尽可能采用地平面板（而不是电源板）来隔离各布线层，并用大量分布的过孔将各地面层连接起来，使回流可以跟随信号线在不同的步线层穿越，以最小的电感回路返回。避免利用旁路电容跳跃电源层和地平面层，毕竟旁路电容远不如直接的过孔有更好的阻抗特性。20H原则电源层边缘比地面层缩进20H,以减少电磁辐射。H是电源层与地面层的间距。信号层也需要类似的处理。每个信号层都应有一个对应的参考层提供最佳的回流通道。连续相邻的信号层不能多于2层。

层数必须为偶数。中国科大快电子学安琪74尽可能采用地平面板（而不是电源板）来隔离各布线层，并用大二.PCB标准模板1.4层板模板A：

材料：FR4

阻抗类型：一般特性阻抗

板厚：2.mm0.2mm

阻抗设计线宽：9mil

成品阻抗：505L1L2L3L45.6mil60.2mil5.6mil0.5oz(SIG)1oz(P/G)1oz(P/G)0.5oz(SIG)中国科大快电子学安琪75二.PCB标准模板1.4层板模板A：L1L2L3L45.PCB标准模板模板B：

材料：FR4

阻抗类型：一般特性阻抗

板厚：1.mm0.2mm

阻抗设计线宽：6.5mil

成品阻抗：505L1L2L3L44.6mil24mil4.6mil0.5oz(SIG)1oz(P/G)1oz(P/G)0.5oz(SIG)中国科大快电子学安琪76PCB标准模板模板B：L1L2L3L44.6mil24mPCB标准模板2.6层板模板A：

材料：FR4

阻抗类型：一般特性阻抗板厚：2.mm0.2mm

阻抗设计线宽：11mil成品阻抗：一般：505L1L2L3L47.4mil13mil7.4mil0.5oz(SIG)1oz(P/G)1oz(P/G)0.5oz(SIG)20mil20milL5L61oz(SIG)1oz(P/G)中国科大快电子学安琪77PCB标准模板2.6层板模板A：L1L2L3L47.4mPCB标准模板模板B：

材料：FR4

阻抗类型：一般特性阻抗差分阻抗

板厚：1.6mm0.15mm

阻抗设计线宽：单线：10mil差分：8mil,间隔12mil

成品阻抗：一般：515差分：10010L1L2L3L47.2mil13mil7.2mil0.5oz(SIG)1oz(P/G)1oz(P/G)0.5oz(SIG)13mil13milL5L61oz(SIG)1oz(P/G)中国科大快电子学安琪78PCB标准模板模板B：L1L2L3L47.2mil13mPCB标准模板3.8层板模板A：

材料：FR4

阻抗类型：一般特性阻抗板厚：2.mm0.2mm外层阻抗线宽：9mil,成品阻抗：505

内层阻抗线宽：11mil,成品阻抗：505L1L2L3L45.6mil9.0mil9.0mil0.5oz(SIG)1oz(P/G)1oz(SIG)1oz(P/G)12mil12milL5L61oz(P/G)1oz(SIG)5.6mil1oz(P/G)0.5oz(SIG)12milL7L8中国科大快电子学安琪79PCB标准模板3.8层板模板A：L1L2L3L45.6PCB标准模板模板B：

材料：FR4

阻抗类型：一般特性阻抗差分阻抗板厚：2.mm0.2mmL1,L3,L6,L8:信号层L1,L8:阻抗控制外层L1:单线：线宽：9.6mi阻抗：50L8:差分：线宽:8mil;间距：8mil阻抗：100L1L2L3L45.6mil6.5mil6.5mil0.5oz(SIG)1oz(P/G)1oz(SIG)1oz(P/G)14mil14milL5L61oz(P/G)1oz(SIG)5.6mil1oz(P/G)0.5oz(SIG)14milL7L8中国科大快电子学安琪80PCB标准模板模板B：L1L2L3L45.6mil6.5PCB标准模板模板C：（适合短距离，少量10Gb/s信号）

材料：FR4

阻抗类型：一般特性阻抗差分阻抗板厚：2.mm0.2mm外层（用于短距离，少量10Gb/s信号）

L1：单线:线宽17mil,阻抗50L8:差分：线宽13mil,间距13mil阻抗98内层L3,L5:单线：线宽：7.8mi,阻抗50差分：线宽:6.9mil;间距：13mil阻抗：100L1L2L3L45.6mil6.5mil6.5mil0.5oz(SIG)1oz(P/G)1oz(SIG)1oz(P/G)14mil14milL5L61oz(P/G)1oz(SIG)5.6mil1oz(P/G)0.5oz(SIG)14milL7L8中国科大快电子学安琪81PCB标准模板模板C：（适合短距离，少量10Gb/s信号）LPCB标准模板4.10层板模板A：

材料：FR4

阻抗类型：一般特性阻抗板厚：2.mm0.2mm外层（L1,L10）线宽：6.4mil,阻抗：555.5

内层（L2,L4,L7,L8）线宽：5.5mil,阻抗：555.5L1L2L3L44.8mil8.6mil11.2mil0.5oz(SIG)1oz(P/G)1oz(SIG)1oz(P/G)6mil6milL5L61oz(P/G)1oz(SIG)8.6mil1oz(SIG)6milL7L84.8mil1oz(P/G)0.5oz(SIG)6milL9L101oz(SIG)中国科大快电子学安琪82PCB标准模板4.10层板模板A：L1L2L3L44.8PCB标准模板模板B：

材料：FR4

阻抗类型：一般特性阻抗差分阻抗板厚：2.mm0.2mm外层（L1,L10）差分：线宽7.5mil;间距：12.5mil阻抗100单线：线宽9.5mil;阻抗49

内层（L2,L4,L8）差分线宽：6mil；间距：9mil,差分阻抗：100L1L2L3L45.8mil7.5mil7.5mil0.5oz(SIG)1oz(P/G)1oz(SIG)1oz(P/G)9mil9milL5L61oz(P/G)7.5mil1oz(SIG)9milL7L85.8mil1oz(P/G)0.5oz(SIG)9milL9L101oz(SIG)1oz(P/G)中国科大快电子学安琪83PCB标准模板模板B：L1L2L3L45.8mil7.5PCB标准模板模板A：

材料：FR4

阻抗类型：一般特性阻抗差分阻抗板厚：2.1mm0.2mm外层（L1,L12）差分：线宽6mil;间距：13mil阻抗100单线：线宽6.5mil;阻抗50

内层（L4,L6,L8,L10）差分线宽：5.5mil；间距：14mil,差分阻抗：98L1L2L3L44mil7.5mil7.5mil0.5oz(SIG)1oz(P/G)1oz(SIG)1oz(P/G)6mil6milL5L61oz(P/G)7.5mil1oz(SIG)6milL7L87.5mil1oz(P/G)1oz(SIG)6milL9L101oz(SIG)1oz(P/G)5.12层板4mil1oz(P/G)0.5oz(SIG)L11L126mil中国科大快电子学安琪84PCB标准模板模板A：L1L2L3L44mil7.5mi演讲完毕，谢谢观看！演讲完毕，谢谢观看！高速数字系统设计中的信号完整性安琪中国科学技术大学快电子学实验室2005年4月9日中国科大快电子学安琪86高速数字系统设计中的信号完整性安琪中国科大快电子学第二讲：串扰与多层PCB板分层考虑2-1“地”概念2-2信号电流的返回2-3地平面上信号返回电流的串扰（Crosstalk）2-4非理想的信号返回电流通道2-5保护线2-6近端和远端的串扰2-7多层PCB板分层设计中国科大快电子学安琪87第二讲：串扰与多层PCB板分层考虑2-1“地”概念中国科2-1“地”概念电子学中“地”的解释，不同的人可以有不同的说法。

对于数字逻辑设计人员来说，它涉及到对于数字逻辑信号的一个参考电平；

对于系统和机械设计工程师，它可以是连接电路的金属外壳或机箱；

对于一个电工来说，它指的是国家标准规定的第三根“安全”地线。

然而，从一般的意义上讲，我们可以将“地”的概念从两个方面来认识：

安全地（SafetyGround）。

信号的零电位参考（0VReferenceGround）。中国科大快电子学安琪882-1“地”概念电子学中“地”的解释，不同的人可以有两个定义

安全地若一个“地”通过一个低阻抗通道连接到大地（Earth）上，我们称这个地为安全地。

信号的零电平参考在电路系统中，信号“地”通常被定义为一个等电位的参考点，一般是采用零电位参考点，所以信号“地”被称为零电位参考，或者说零电平参考。一个基本的概念往往被忽视，这就是电路中信号电流需要一个返回通道，以返回到它的源头，即出发点。因此，当我们讨论这个