24v开关电源设计

24v开关电源设计24v开关电源设计24v开关电源设计24v开关电源设计编制仅供参考审核批准生效日期地址：电话：传真:邮编:摘要随着开关电源在计算机、通信、航空航天、仪器仪表及家用电器等方面的广泛应用,人们对其需求量日益增长,并且对电源的效率、体积、重量及可靠性等方面提出了更高的要求。开关电源以其效率高、体积小、重量轻等优势在很多方面逐步取代了效率低、又笨又重的线性电源。电力电子技术的发展，特别是大功率器件IGBT和MOSFET的迅速发展，将开关电源的工作频率提高到相当高的水平，使其具有高稳定性和高性价比等特性。开关电源技术的主要用途之一是为信息产业服务，信息技术的发展对电源技术又提出了更高的要求，从而促进了开关电源技术的发展。本次设计采用典型的正激式开关电源结构设计形式，以(RCC)作为控制核心器件，运用脉宽调制的基本原理，并采用辅助电源供电方式为其供电，有利于增大主电源的输出功率。采用场效应管作为开关器件，其导通和截止速度很快，导通损耗小，这就为开关电源的高效性提供保障。同时，电路中辅以过压过流保护电路，为系统的安全工作提供保障，本电路注意改善负载调整率,降低了电磁串扰，达到绿色环保的目的。输出电压可调，使其可适用于不同场合。关键词高频变压器；场效应管；正激式变换器；脉宽调制AbstractWiththewideapplicationofswitchingpowersupplyinthecomputer,communications,aerospace,instrumentationandelectricalappliancesandsoon,thegrowingdemandforitspeople,andhasputforwardhigherrequirementsforpowerefficiency,volume,weightandpowersupplywithitshighefficiency,smallsize,lightweightandotheradvantagesinmanyrespectsgraduallyreplacedthelinearpowersupply,lowefficiency,heavyandbulky.Thedevelopmentofpowerelectronictechnology,especiallytherapiddevelopmentofthehigh-powerIGBTdevicesandMOSFET,increasingtheworkingfrequencyoftheswitchingpowersupplytoaveryhighlevel,whichhashighstabilityandhighperformancecharacteristics.Oneofthemainpurposesofswitchingpowersupplytechnologyisservesfortheinformationindustries,thedevelopmentofinformationtechnologyonpowertechnologyandputforwardhigherrequirements,soastopromotethedevelopmentofswitchpowersupply.Thisdesignisexcitedbytheswitchingpowersupplydesignofthestructureoftypical,with(RCC)asthecorecontroldevice,usingthebasicprincipleofpulsewidthmodulation,andauxiliarypowersupplybywayofitspower,isconducivetotheoutputpowerincreaseofthemainpowersupply.FETusedasaswitchingdevice,theconductingandclosingfast,conductionlossissmall,whichguaranteethehighefficiencyswitchingpowersupply.Atthesametime,thecircuitwithover-voltageandover-currentprotectioncircuit,providingsecurityforthesafeoperationofsystem,theattentionofthecircuittoimproveloadregulation,reducingtheelectromagneticcrosstalk,toachievethepurposeofenvironmentalprotection.Theoutputvoltageisadjustable,sothatitcanbesuitablefordifferentoccasionsKeywords:Highfrequencytransformer;MOSFET;forwardconverter;pulsewidthmodulation目录1诸论 1开关电源的基本概念 1开关电源的发展 1开关电源的发展史 22电路的比较方案 3方案一、反激式变换器 3方案二、半桥变换器 3方案三、正激式变换器 43各部分电路工作原理 6单相桥式整流电路 6参数计算 7功率变换电路 8MOS管工作原理 8肖特基二极管 12高频变压器的设计 13变压器的设计 13控制电路工作原理 16L431的功能 16短路保护电路 18输入保护器件 18输入瞬间电压保护 184、电路的总结构 20附录 27附录一 27附录二 29参考文献 30致谢 311诸论电是工业的动力，是人类生活的源泉。电源是生产电的装置，表示电源特性的参数有功率、电压、电流、频率等；在同一参数要求下，又有重量、体积、效率和可靠性等指标。我们用的电，一般都需经过转换才能适合使用的需要，例如交流转换成直流，高电压变成低电压，大功率变换为小功率等。按照电子理论，所谓AC/DC就是交流转化为直流；AC/AC称为交流变交流，即为改变频率；DC/AC称为逆变；DC/DC为直流变交流后再变为直流。为了达到转换的目的，电源变换的方法是多样的。自20世纪60年代，人们研发出了二极管、三极管半导体器件后，就用半导体器件进行转换。所以，凡是用半导体功率器件作开关，将一种电源形态转换成另一种形态的电路，叫做开关变换电路。在转换时，以自动控制稳压输出并有各种保护环节的电路，称为开关电源（SwitchingPowerSupply）。开关电源的基本概念开关电源是通过电路控制开关管进行高速的导通与截止。利用开关功率器件并通过功率变换技术而制成的直流稳压电源。它具有体积小、重量轻、效率高、对电网电压及频率的变化适应性强、输出电压稳定、有利于计算机信息保护等优点，因而广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源。开关电源又被称为高效能节能电源，内部电路工作在高频开关状态，转化为高频交流电的原因是高频交流在变压器变压电路中的效率要比50Hz高很多，自身消耗的能量很低，电源效率可达80%左右，比普通线性稳压电源提高一倍。目前生产的无工频变压器式中，开关电源采用脉冲宽调制器PWM或脉冲频率调制器PFM开关电源的发展随着大规模和超大规模集成电路的快速发展。特别是微处理器和半导体存储器的开发利用，孕育了电子系统的新一代产品。显然，那种体积大而笨重的使用工频变压器的线性调节稳压电源已经过时。取而代之的是小型化、重量轻、效率高的隔离式开关电源。隔离式开关电源的核心是一种高频电源变换电路。它使交流电源高效率地产生一路或多路经调整的稳定直流电压,开关电源在计算机、通信、航空航天、仪器仪表及家用电器等方面的广泛应用,人们对其需求量日益增长,并且对电源的效率、体积、重量及可靠性等方面提出了更高的要求。开关电源以其效率高、体积小、重量轻等优势在很多方面逐步取代了效率低、又笨又重的线性电源。电力电子技术的发展，特别是大功率器件IGBT和MOSFET的迅速发展，将开关电源的工作频率提高到相当高的水平，使其具有高稳定性和高性价比等特性。在转换时，以自动控制稳压输出并有各种保护环节的电路，称为开关电源（SwitchingPowerSupply）。开关电源的发展史自20世纪60年代，人们研发出了二极管、三极管半导体器件后，就用半导体器件进行转换。所以，凡是用半导体功率器件作开关，将一种电源形态转换成另一种形态的电路，叫做开关变换电路。在70年代，随着电子技术的不断发展，集成化的开关电源就已被广泛地应用于电子计算机、彩色电视机、卫星通信设备、程控交换机、精密仪表等电子设备。这是由于开关电源能够满足现代电子设备对多种电压和电流的需求。随着半导体技术的高度发展，高反压快速开关晶体管使无工频变压器的开关电源迅速实用化。而半导体集成电路技术的迅速发展又为开关电源控制电路的集成化奠定了基础，适应各类开关电源控制要求的集成开关稳压器应运而生，其功能不断完善，集成化水平也不断提高，外接元件越来越少，使得开关电源的设计、生产和调整工作日益简化，成本也不断下降。目前己形成了各类功能完善的集成开关稳压器系列。近年来高反压MOS大功率管的迅速发展，又将开关电源的工作频率从20kHz提高到150-200kHz，其结果是使整个开关电源的体积更小，重量更轻，效率更高。开关电源的性能价格比达到了很高的水平，使它在与线性电源的竞争中具有先导之势。当然开关电源能被工业所接受，首先是它在体积、重量和效率上的优势。在70年代后期，功率在100w以上的开关电源是有竞争力的。到1980年，功率在50w以上就具有竞争力了。随着开关电源性能的改善，到80年代后期，电子设备的消耗功率在20w以上，就要考虑使用开关电源了。过去，开关电源在小功率范围内成本较高，但进入90年代后，其成本下降非常显著，当然这包括了功率元件，控制元件和磁性元件成本的大幅度下降。此外，能源成本的提高也是促进开关电源发展的因素之一。2电路的比较方案方案一、反激式变换器反激式变换器开关电源工作原理比较简单，输出电压控制范围比较大，因此，在一般电器设备中应用广泛。所谓反激式变换器开关电源，是指当变换器的初级线圈被直流电压激励时，变换器的次级线圈没有向负载提供功率输出，而仅在变换器初级线圈的激励电压被关断后，才向负载提供功率输出，这种变换器开关电源称为反激式开关电源。图2-1反激式变换器工作原理图Ui是开关电源的输入电压，T是高频变压器，K是控制开关，C是储能滤波电容，R是负载电阻。图2-1（b）是反激式变换器开关电源的电压输出波形。方案二、半桥变换器为了减小开关三极管的承受电压，可以采用半桥式变换器，它是开关电源比较好的拓扑结构。电容C1、C2与开关晶体管VT1、VT2组成变换器，如图2-2所示。桥的对角线接高频变压器TR的初级绕组。如果C1、C2容量、耐压均相等，在某一只开关晶体管导通时，绕组上的电压只有电源电压Vin的一半。在稳定的条件下，VT1导通，C1上的电压1/2Vin加在变压器的初级线圈上。由于初级绕组和漏感的作用，电流继续流入初级绕组黑点标示端。如果变压器初级绕组漏感储存的电能足够大，二极管VD6导通，钳位电压进一步变负。在VD6导通的过程中，反激能量对C2进行充电。连结点A的电压在阻尼电阻的作用下，以振荡形式最后回到中间值。如果这时VT2的基极有触发脉冲，则VT2导通，初级绕组黑点标示端电压变负，Ip电流加上磁化电流流经初级绕组和VT2，然后重复前面的过程。不同的是Ip变换了方向。二极管VD5对三极管VT1的导通钳位，反激能量再对电容C1进行充电。图2-2半桥式变换器工作原理图

该电源采用半桥式变换电路，如图6所示，其工作频率50kHz，在初级一侧的主要部分是Q4和Q5功率管及C34和C35电容器。Q4和Q5交替导通、截止，在高频变压器初级绕组N1两端产生一幅值为U1/2的正负方波脉冲电压。能量通过变压器传递到输出端，Q4和Q5采用IRFP460功率MOS管。

功率变压器的设计

1）工作频率的设定

工作频率对电源的体积、重量及电路特性影响很大。工作频率高，输出滤波电感和电容体积减小，但开关损耗增高，热量增大，散热器体积加大。因此根据元器件及性价比等因素，将电源工作频率进行优化设计，本例为fs=50kHz。

T=1/fs=1/50kHz=20μs

2）磁芯选用

①选取磁芯材料和磁芯结构

选用R2KB铁氧体材料制成的EE型铁氧体磁芯。其具有品种多，引线空间大，接线操作方便，价格便宜等优点。

②确定工作磁感应强度Bm

R2KB软磁铁氧体材料的饱和磁感应强度Bs=，考虑到高温时Bs会下降，同时为防止合闸瞬间高频变压器饱和，选定Bm=1/3Bs=。

③计算并确定磁芯型号

磁芯的几何截面积S和磁芯的窗口面积Q与输出功率Po存在一定的函数关系。对于半桥变换器，当脉冲波形近似为方波时为SQ=（1）

式中：η——效率；

j——电流密度，一般取300～500A/cm2；

Kc——磁芯的填充系数，对于铁氧体Kc=1；

Ku——铜的填充系数，Ku与导线线径及绕制的工艺及绕组数量等有关，一般为～左右。

各参数的单位是：Po—W，S—cm2，Q—cm2，Bm—T，fs—Hz，j—A/cm2。

取Po=640W，Ku=,j=300A/cm2,η=,Bm=,代入式（1）得SQ===

由厂家手册知，EE55磁芯的S=,Q=,则SQ=，EE55磁芯的SQ值大于计算值，选定该磁芯。

3)计算原副边绕组匝数

按输入电压最低及输出满载的情况（此时占空比最大）来计算原副边绕组匝数，已知Umin=176V经整流滤波后直流输入电压Udmin=×176=。

对于半桥电路、功率变压器初级绕组上施加的电压等于输入电压的一半,即Upmin=Udmin/2=，设最大占定比Dmax=，则tonmax=×T×Dmax=×20×=μs

一种输出电压4～16V开关稳压电源的设计

Upmin×tonmax×104=××10－6×104代入公式N1===匝

次级匝数计算时取输出电压最大值Uomax=16V。次级电路采用全波整流，Us为次级绕组上的感应电压，Uo为输出电压，Uf为整流二极管压降，取1V。Uz为滤波电感等线路压降，取，则Us====×N1=×=匝，为了便于变压器绕制，次级绕组取为2匝，则初级绕组校正为：N1=×N2=10匝

辅助电源的设计

辅助电源采用RCC变换器（RingingChokeConverter），见图3。其输入电压为交流220V整流滤波电压，输出直流电压为，输出直流电流为。电路中Q8和变压器初级绕组线圈N1与反馈绕组线圈N3构成自激振荡。R72为启动电阻。Q9、R77构成辅助电源初级过流保护。D20、C81、ZD1、Q11、R75、R76构成电压检测与稳压电路，控制Q8的基极电流的直流分量，从而保持输出电压恒定，变压器采用EE19、LP3材质构成。初级180匝，反馈绕组匝，次级11匝，初级电感量是，磁芯中间留有间隙。方案三、正激式变换器正激式变换器开关电源输出电压的瞬态控制特性和输出电压负载特性，相对来说比较好，因此，工作比较稳定，输出电压不容易产生抖动，在一些对输出电压参数要求比较高的场合，经常使用。图2-3正激式变换器工作原理图正激式变换器开关电源工作原理：所谓正激式变换器开关电源，是指当变压器的初级线圈正在被直流电压激励时，变压器的次级线圈正好有功率输出。图2-3是正激式变换器开关电源的简单工作原理图，图2-3中Ui是开关电源的输入电压，T是高频变压器，K是控制开关，L是储能滤波电感，C是储能滤波电容，D2是续流二极管，D3是削反峰二极管，R是负载电阻。需要特别注意的是高频变压器初、次级线圈的同名端。如果把高频变压器初线圈或次级线圈的同名端弄反，图2-3就不再是正激式变换器开关电源了。3各部分电路工作原理单相桥式整流电路单相桥式整流电路可分为单相桥式全控整流电路和单相桥式半控整流电路，它们所连接的负载性质不同就会有不同的特点。下面分析两种单相桥式整流电路在带电感性负载的工作情况。单相桥式半控整流电路的优点是：线路简单、调整方便。弱点是：输出电压脉动冲大，负载电流脉冲大电阻性负载时，且整流变压器二次绕组中存在直流分量,使铁心磁化，变压器不能充分利用。而单相桥式全控整流电路具有输出电流脉动小，功率因数高，变压器二次电流为两个等大反向的半波，没有直流磁化问题，变压器利用率高的优点。单相桥式全控整流电路其输出平均电压是半波整流电路2倍，在相同的负载下流过晶闸管的平均电流减小一半；且功率因数提高了一半。单相桥式半波相控整流电路因其性能较差，实际中很少采用，在中小功率场合采用更多的是单相桥式全控整流电路。根据以上的比较分析因此选择的方案为单相桥式全控整流电路，负载为阻感性负载在生产实践中，除了电阻性负载外，最常见的负载还有电感性负载，如电动机的励磁绕组，整流电路中串入的滤波电抗器等。为了便于分析和计算，在电路图中将电阻和电感分开表示。当整流电路带电感性负载时，整流工作的物理过程和电压、电流波形都与带电阻性负载时不同。因为电感对电流的变化有阻碍作用，即电感元件中的电流不能突变，当电流变化时电感要产生感应电动势而阻碍其变化，所以，电路电流的变化总是滞后于电压的变化。电路波形图中：(b)电源电压；(c)触发脉冲；(d)输出电压；(e)输出电流；(f)晶闸管V1,V4上的电流；(g)晶闸管V-2,V-3上的电流；(h)变压器副边电流；(i)晶闸管V1,V4上的电压。图3-1单相全控桥式整流电路电感性负载及其波形参数计算负载电流连续时，整流电压平均值可按下式计算：输出电流波形因电感很大，平波效果很好而呈一条水平线。两组晶闸管轮流导电，一个周期中各导电180°，且与α无关，变压器二次绕组中电流i2的波形是对称的正、负方波。负载电流的平均值Id和有效值I相等，其波形系数为1。在这种情况下：当α=0°时，Ud=；当α=90°时，Ud=0，其移相范围为90°。晶闸管承受的最大正、反向电压都是。流过每个晶闸管的电流平均值和有效值分别为。流过负载的脉动电压中包含有直流分量和交流分量，可将脉动电压做傅里叶分析。此时谐波分量中的二次谐波幅度最大，最低次谐波的幅值与平均值的比值称为脉动系数S。功率变换电路MOS管工作原理NMOS的特性是Vgs大于一定的值就会导通，适合用于源极接地时的情况（低端驱动），只要栅极电压达到4V或10V就可以了。开机后，交流电通过整流滤波后一路通过变压器初级加到开关管Q2漏极(D极，另一路通过启动电阻R2、R3加到Q2栅极(G极)，从而使开关管Q2导通.导通后,变压器T1原边产生上正下负(1正2负)的感应电动势。由于互感，T1辅助绕组也产生相应的下正上负(3正4负)的感应电动势。于是T1的3脚上的正脉冲电压通过C5、R5加到Q2的G极与S极之间，从而使Q2的漏极电流进一步增大，于是开关管Q2在正反馈雪崩过程的作用下迅速进入饱和状态。二氧化硅来作为闸门极下的绝缘体。这种晶体管称为金属氧化物半导体(MOS)晶体管，或金属氧化物半导体场效应管MOSFET。因为MOS管更小更省电，所以他们已经在很多应用场合取代了双极型晶体管。

首先考察一个更简单的器件－MOS电容－能更好的理解MOS管。这个器件有两个电极，一个是金属，另一个是衬底，他们之间由一薄层二氧化硅分隔开图3-1A。金属极就是闸门，而半导体端就是栅极。他们之间的绝缘氧化层称为闸门电压来说明。图3-1A中的MOS电容的闸门电位是0V。金属闸门和半导体栅极在差异的电介质（氧化层的上下）上产生了一个小电场。图示的器件中，这个电场使金属电子少了，故闸门电介质。图示中的器件有一个轻掺杂P型硅做成栅极。这个MOS电容的电特性能通过把栅极接地，闸门接不同的极带正电），P型硅负电位（相对电子多了。这个电场把硅中底层的电子吸引到表面来，它同时把空穴排斥出表面。这个电场太弱了，所以载流子浓度的变化非常小，对器件整体的特性影响也非常小。

图3-1中是当MOS电容的闸门相对于栅极正偏置（PN结）时发生的情况。穿过闸门电介质的电场加强了，有更多的电子从衬底被拉了上来。同时，空穴被排斥出表面。随着闸门电压的升高，会出现表面的电子比空穴多的情况。由于过剩的电子，硅表层看上去就像N型硅。掺杂极性的反转被称为"反型"，反转的硅层叫做沟渠(NPmos的命名就是根据这里来的)。随着闸门电压的持续不断升高，越来越多的电子在表面积累，沟渠变成了强反转。沟渠形成时的电压被称为阈值电压Vt。当闸门和栅极之间的电压差小于阈值电压时，不会形成沟渠。当电压差超过阈值电压时，沟渠就出现了。（其实还有个亚阈值状态栅极电压,此时也有载流子，也有电子通道，不过很小一般忽略，此时耗尽层的负电荷占据主要，以映像栅上的电压)。图3-1MOS电容（A）未偏置（VBG＝0V），（B）反转（VBG＝3V），（C）积累（VBG＝-3V）。图3-1C中是当MOS电容的闸门相对于栅极是负电压时的情况（就好像给二极管的PN结加上正电压）。电场反转，往表面吸引空穴排斥电子。硅表层看上去更重的掺杂了，这个器件被认为是处于电荷积累状态了。MOS电容的特性能被用来形成MOS管。图3-1A是最终器件的截面图。闸门，电介质和栅极保持原样。在闸门的两边是两个额外的选择性掺杂的区域。其中一个称为源极，另一个称为漏极。假设源极和栅极都接地，漏极接正电压。只要闸门对栅极的电压仍旧小于阈值电压，就不会形成沟渠。漏极和栅极之间的PN结反向偏置，所以只有很小的电流从漏极流向栅极。如果闸门电压超过了阈值电压，在闸门电介质下就出现了沟渠。这个沟渠就像一薄层短接漏极和源极的N型硅。由电子组成的电流从源极通过沟渠流到漏极。总的来说，只有在闸门对源极电压V超过阈值电压Vt时，才会有漏极电流。图3-2MOSFET晶体管的截面图NMOS（A）。在图中，S＝源极，G=闸门,D=漏极。虽然栅极图上也有，但没有说明。MOS管的源极和漏极是可以对调的，他们都是在P型栅极中形成的N型区。在多数情况下，这个两个区是一样的，即使两端对调也不会影响器件的性能。这样的器件被认为是对称的。在对称的MOS管中，对源极和漏极的标注有一点任意性。定义上，载流子流出源极，流入漏极。因此源极和漏极的身份就靠器件的偏置来决定了。有时晶体管上的偏置电压是不定的，两个引线端就会互相对换角色。这种情况下，电路设计师必须指定一个是漏极另一个则是源极。源极和漏极不同掺杂不同几何形状的就是非对称MOS管。制造非对称晶体管有很多理由，但所有的最终结果都是一样的。一个引线端被优化作为漏极，另一个被优化作为源极。如果漏极和源极对调，这个器件就不能正常工作了。图3-2A中的晶体管有N型沟渠所有它称为N-沟渠MOS管，或NMOS。如果这个晶体管的闸门相对于栅极正向偏置，电子就被吸引到表面，空穴就被排斥出表面。硅的表面就积累，没有沟渠形成。如果闸门相对于栅极反向偏置，空穴被吸引到表面，沟渠形成了。由于NMOS管的阈值电压是正的，PMOS的阈值电压是负的，所以工程师们通常会去掉阈值电压前面的符号。一个工程师可能，从上升到”，实际上PMOS的Vt是从下降到。极带轻微的正电位是因为下面衬底是P型的空穴多，电子少，故需要从别处"抢来"电子，所以氧化物处。图3-2功率变换电路工作原理:图3-2的R4、C3、R5、R6、C4、D1、D2组成缓冲器，和开关MOS管并接，使开关管电压应力减少，EMI减少，不发生二次击穿。在开关管Q1关断时，变压器的原边线圈易产生尖峰电压和尖峰电流，这些元件组合一起，能很好地吸收尖峰电压和电流。从R3测得的电流峰值信号参与当前工作周波的占空比控制，因此是当前工作周波的电流限制。当R5上的电压达到1V时，UC3842停止工作，开关管Q1立即关断。R1和Q1中的结电容CGS、CGD一起组成RC网络，电容的充放电直接影响着开关管的开关速度。R1过小，易引起振荡，电磁干扰也会很大；R1过大，会降低开关管的开关速度。Z1通常将MOS管的GS电压限制在18V以下，从而保护了MOS管。Q1的栅极受控电压为锯形波，当其占空比越大时，Q1导通时间越长，变压器所储存的能量也就越多；当Q1截止时，变压器通过D1、D2、R5、R4、C3释放能量，同时也达到了磁场复位的目的，为变压器的下一次存储、传递能量做好了准备。IC根据输出电压和电流时刻调整着⑥脚锯形波占空比的大小，从而稳定了整机的输出电流和电压。C4和R6为尖峰电压吸收回路。正激式变换电路设计正激式是指变压器的初级与次级同相位。正激式变换器的优点是铜损低，因为使用无气隙磁芯，电感量较高，变压器的峰值电流比较小，输出电压纹波低；缺点是电路较为复杂，所用元器件多，如果有假负载存在，效率将降低。它适用于低电压、大电流的开关电源，多用于150W以下的小功率场合。它还具有多台电源并联使用而互不受影响的特点，而且可以自动均衡，而反激式却不能做到这点。C19是开关晶体管钳位消噪电路；VD8是肖特基整流二极管，它的作用非常重要，差不多40%的功耗损失在整流二极管上。肖特基二极管肖特基二极管SBD是一种N型半导体器件，工作在低电压、大电流状态下，反向恢复时间短，只有纳秒，正向导通压降为，而整流电流达数百安。它是最近在开关电源中应用得最多的一种器件。区分肖特基二极管和超快速恢复二极的方法是二者的正向压降不同，肖特基二极管的正向压降为，超快速恢复二极管的正向压降啊。值得注意的是：肖特基二极管的最高反向工作电压一般不超过100V，它适合用在低电压、大电流的开关电源中。因此，在本设计中肖特基二极管的采用为MBR1045。肖特基二极管MBR1045参数如下：型号：MBR1045；反向峰值电压Vrm：45；平均整流电流Id：10A；反向恢复时Trr：<10ns。高频变压器的设计变压器的设计正激式变换器的占空比不得大于，工作频率应低于100KHz，这对高频变压器的和开关功率管来说比较有利。输入：85V~265V，AC,50Hz。输出：24V/10A，DC。工作频率的确定工作频率的确定，输出电压高，响应速度快，调整范围大，但是场效应管、整流二极管以及变压器等发热多。损耗大，噪声大。现选用100kHz，电源效率取80%。工作周期为：最大导通时间Ton（max）的确定正激式变压器的占空比D（max）应该低于，现选用D（max）=，D（min）=，得：变压器次级输出电压（Vs）的计算这公式中Vo为肖特基二极管的正向压降，取值，VL为滤波电感器的压降，取值为。变压器匝数比（n）的计算变压器初级的最低直流电压为，一般设。输入功率的计算表1输出功率与磁芯尺寸的关系尺寸磁芯型号A/H（max）B/h（max）C（max）D（max）有效截面积（mm2）输出功率Po（W）窗口面积Be（mm2）50kHz100kHz150kHz200kHzEE1616/812/641881216189EE1919/714/6452015203040EE2222/1119/8663620305080EE2525/1719/13764240559013018EE2828/1720/8785090140200EE3038/2121/171111595130210260EE3535/2028/181110110120170300440EE4040/2735/2112138190290420550EE4545/3038/23131215622035051065075根据输出功率与磁芯尺寸的关系（见表1），选用EE35，其有效截面积。变压器次级匝数的计算Bm为磁通密度，实际应用磁芯的最高温度为100℃，可以选用以下。对于正激式变压器，它是单向励磁。考虑到剩磁问题和工作频率，现选用为。反馈绕组的计算的最低启动电压为16V，正常工作电压为20V，加上整流二极管的管压降，所以反馈绕组的供电电压为。重新确定是否达到要求占空比：占空比符合要求，未超过设计范围，匝数成立，假设可行。扼流圈电感的计算扼流圈在电路中起着平滑滤波的作用，它的大小对输出波纹电压的大小似乎起不到很大的作用，但它对于维持负载最小电流却起着很大的作用。中的电流在连续和断续两种模式下工作，不论哪种模式，只要输入输出电压不变，电流波形的斜率不会因负载电流的增大或减小的改变。 实践表明，在不连续工作状态下，为达到输出电压稳定，占空比调节量的大小是由负载和输入电压变化量的大小同决定的。 当输出电流因负载变化而降低时，占空比较小，调节输出电压不变；如果电路负载恒定，占空比下降，这时输出电压也会下降。这种现象是非常不好的，这是因为主输出扼流圈电感不是处于连续状态。 增大扼流圈的电感，输出回路虽然可以在工作连续模式下，但对电源的效率、体积以及安装都会带来限制，同时输出电流变化率将出现较大的变化。认真计算和调试选用扼流圈非常重要。 流经扼流圈的电流一般是输出电流的20%： 扼流圈的电感量L为：要求输出纹波电压应小于输出电压的1%。 计算变压器初级电感量初级有效电流：初级最大电流：初级电感量：eq\o\ac(○,11)求磁芯气隙δ 控制电路工作原理图3-4给出实际应用最多的RCC方式的基本电路图。为简化稳态分析，可做如下近似；1、忽略变压器漏感对主管1rT的集射极电压CEV的影响，实际使用时需要RCD箝位；2、主电路输出电容足够大，输出绕组电压箝位于输出电压OV；3、稳态时电容2C上的电压保持不变；4、稳态时电阻gR的作用可以忽略。图3-4RCC工作基本原理图L431的功能TL431是一个有良好的热稳定性能的三端可调分流基准源。它的输出电压用两个电阻就可以任意地设置到从Vref（）到36V范围内的任何值，典型动态阻抗为Ω，在很多应用中可以用它代替齐纳二极管，例如，数字电压表，运放电路、可调压电源，开关电源等等。图3-5该器件的电路符号。3个引脚分别为：阴极（CATHODE）、阳极（ANODE）和参考端（REF）。图3-5TL431电路符号和等效电路由图3-5可以看到，VI是一个内部的基准源，接在运放的反相输入端。由运放的特性可知，只有当REF端（同相端）的电压非常接近VI（）时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF端电压的微小变化，通过三极管图4-2的电流将从1mA到100mA变化。当然，该图绝不是TL431的实际内部结构，所以不能简单地用这种组合来代替它。但如果在设计、分析应用TL431的电路时，这个模块图对开启思路，理解电路都是很有帮助的。图3-6TL431内部结构图短路保护电路输入保护器件隔离式开关电源在加电时会产生极高的浪涌电流设计者必须在电源的输入端采取一些限流措施才能有效地将浪涌电流减小到允许的范围之内。浪涌电流主要是由滤波电容充电引起的在开关管开始导通的瞬间电容对交流呈现出很低的阻抗。如果不采取任何保护措施浪涌电流可接近几百安培。通常广泛采用的措施有两种。一种方法是利用电阻一双向可控硅并联网络。另一种方法是采用负温度系数(NTc)的热敏电阻。用以增加对交流线路的阻抗，把浪涌电流减小到安全值。电阻双向可控硅技术。采用此项浪涌电流限制技术时，将电阻与交流输入线相串联。当输入滤波电容充满电后。由于双向可控硅和电阻是并联的，可以把电阻短路，对其进行分流。这种电路结构需要一个触发电路，当某些预定的条件满足后，触发电路把双向可控硅触发导通。设计时要认真地选择双向可控硅的参数，并加上足够的散热片，因为在它导通时，要流过全部的输入电流。热敏电阻技术。这种方法是把NTc(负温度系数)的热敏电阻串联在交流输入端或者串联在经过桥式整流后的直流线上。由于阻值较大。它就限制了浪涌电流，当电容开始充电时，充电电流流过热敏电阻开始对其加热。由于热敏电阻具有负温度系数，随着电阻的加热。其电阻值开始下如果热敏电阻选择得合适在负载电流达到稳定状态时，其阻值应该是最小。这样就不会影响整个开关电源的效率。输入瞬间电压保护在一般情况下交流电网上的电压为115v或230v左右。但有时也会有高压的尖峰出现。比如电网附近有电感性开关，暴风雨天气时的雷电现象，都是产生高尖峰的因素。受严重的雷电影响，电网上的高压尖峰可达5kv。虽然电压尖峰持续的时间很短但是它确有足够的能量使开关电源的输入滤波器、开关晶体管等造成致命的损坏。所以必须要采取措施加以避免。用在这种环境中最通用的抑制干扰器件是金局氧化物压敏电阻(VDR)瞬态电压抑制器。压敏电阻起到一个可变阻抗的作用。也就是说，当高压尖峰瞬间出现在压敏电阻两端时，它的阻抗急剧减小到一个低值，消除了尖峰电压使输入电压达到安全值。瞬间的能量消耗在压敏电阻上。短路保护:当输出短路时,辅助绕组3脚电位跟着抬升，从而使Z1击穿,使Q3导通关断Q2栅极电位，从而关断震荡,起到保护作用。2、过流保护:当输出功率增大时,输出电压下掉,经过431反射,使光耦导通程度加强，也即通过光耦次级流到R8的电流增加，当加在R8上的电压>=Q3的B-E导通电压时,Q3导通，从而实现保护功能。图4-1开关电源的工作原理