uc3875正弦波逆变电源设计-11-王庙鹏

1、 少年易学老难成，一寸光阴不可轻 - 百度文库湖南工程学院课程设计任务书课程名称 电力电子技术：题 目：UC3875 正弦波逆变电源设计专业班级：任务书下达日期 2014 年 12 月 15 日设计完成日期 2014 年 12 月 26 日0 设计内容与设计要求一设计内容：1） 逆变就是将直流变为交流。由波形发生器产生 50Hz、幅度可变的正弦波，与锯齿波比较后，再通过 PWM 电路，输出 SPWM 波，经过驱动电路驱动逆变电路进行逆变，再经过高频变压器与滤波电路输出-50Hz 的正弦波。2） 电路由主电路与控制电路组成，主电路主要环节：高频逆变电路、滤波环节。控制电路主要环节：正弦信号发生电

2、路、脉宽调制PWM、电压电流检测单元、驱动电路。3） 功率变换电路中的高频开关器件采用 IGBT 或 MOSFET。4） 系统具有完善的保护4. 控制电路设计与分析3 设计思路清晰，给出整体设计框图；4 单元电路设计，给出具体设计思路和电路；5 分析所有单元电路与总电路的工作原理，并给出必要的波形分析。0 主要设计条件1 设计依据主要参数4 设计总体思路，基本原理和框图（总电路图）；5 单元电路设计（各单元电路图）；6 故障分析与电路改进、实验及仿真等。7 总结与体会；0 进 度 安 排星期五:控制电路设计；0 目录第1 章 概述1第2 章 系统总体方案22.1 主电路方案22.2 控制电路方

3、案22.3 系统框图3第3 章 主电路设计43.1 主电路结构设计43.2 MOSFET 单相桥式电压型逆变电路的调制法43.3 主电路保护设计53.3.1 缓冲电路设计53.3.2 功率开关 MOSFET 的过电压保护电路设计63.4 主电路计算及元器件参数选型73.4.1 滤波电容和电感的选型73.4.2 续流二极管的选型73.4.3 快速熔断器的选择73.4.4 电力 MOSFET 的选择7第4 章 单元控制电路设计84.1 主控制芯片的说明及其外围元件设计84.2 控制方法及控制功能单元电路设计94.2.1 正弦波产生电路的设计 94.2.2 检测及控制保护电路设计104.3 驱动电路

4、设计11第5 章 实验与仿真125.1 实验步骤13第6 章 总结14附录15评分表160 第 1 章 概述电力电子技术是一门新兴的应用于电力领域的电子技术，就是使用电力电子器件（如晶闸管，GTO，IGBT 等）对电能进行变换和控制的技术。电力电子技术所变换的“电力”功率可大到数百 MW 甚至 GW，也可以小到数 W 甚至 1W 以下，和以信息处理为主的信息电子技术不同电力电子技术主要用于电力变换。所谓逆变电源，就是一种能够将 DC12V 直流电转换为和市电相同 AC220V 交流电，供一般电器使用，是一种方便的电源转换器。此外正弦波逆变电源有着广泛的用途，它可用于各类交通工具，如汽车、各类舰

5、船以及飞行器，在太阳能及风能发电领域，逆变器有着不可替代的作用。变电所中装设的直流电源系统，可靠性高、寿命长，因此采用直流动力逆变器方案，利用所用直流电源系统的监控功能和逆变器的通讯功能可远方实时监视逆变电源的运行状态，解决了无监控，容易出现蓄电池损坏又不能及时发现的问题。由于变电所直流电源系统蓄电池的大容量，电网断电后护肤品不间断供电时间大大延长，真正起到了保安电源的作用，提高了其供电可靠性。0 第 2 章 系统总体方案2.1 主电路方案单相逆变器的结构可分为半桥逆变器、全桥逆变器和推免逆变器等形式。本课题采用 MOSFET 作为开关器件的单相全桥电压型逆变电路。功率开关器 MOSFET 要

6、有保护电路、缓冲电路和驱动电路。逆变器通常作为二次电源使用，其输入脉动直流电流污染了直流电源，必然要影响到直流电源的其他用电设备。因此，为了使输入电流平稳化和谐波降低到允许值，必要设置输入滤波器。输入滤波器有双重功能，既能抑制从直流电源来的瞬变量，又能抑制逆变器对直流电源产生的瞬变量和噪音。所以设置了单级 LC直流输入滤波器。逆变器的输出电压波形除了基波分量外还含有谐波分量。脉宽调制波虽然消除了低次谐波，但还含有高次谐波。所以必须设置输出滤波器。选用单级 LC 交流输出滤波器。实现全桥逆变器的移相 PWM 控制的方法很多，比如：采用分立器件进行逻辑组合，采用专用的集成控制芯片，采用 DSPCP

7、LD 数字实现等。第一种方法较为复杂，不利于工业应用，第三种方法的成本相对较高；而采用专用的集成控制器是电源开发设计者们较多采用的方法。当今应用较多的移相全桥集成控制芯片主要是 UC3875 和UC3875/6/7/8 系列。SPWM 正弦脉宽调制可分为双极性调制方式、单极性调制方式和单极性倍频调制方式。单极性调制方式的特点是在一个开关周期内两只功率管以较高的开关频率互补开关，保证可以得到理想的正弦输出电压：另两只功率管以较低的输出电压基波频率工作，从而在很大程度上减小了开关损耗。但又不是固定其中一个桥臂始终为低频（输出基频）另一个桥臂始终为高频，（载波频率），而是每半个输出电压周期切换工作，

8、即同一个桥臂在前半个周期工作在低频，而在后半周则工作在高频，这样可以使两个桥臂的功率1 管工作状态均衡，对于选用同样的功率管时，使其使用寿命均衡，对增加可靠性有利。双极性调制方式的特点是 4 个功率管都工作在较高频率（载波频率）。虽然能得到正弦输出电压波形，但其代价是产生了较大的开关损耗。单极性倍频调制方式的特点是输出 SPWM 波的脉动频率是单极性的两倍，4 个功率管都工作在较高频率（载波频率），因此，开关管损耗与双极性相同。为了得到较平滑的正弦输出电压波形，本课题选用双极性 PWM 控制方式。2.3 系统框图系统总体方案框图如图 2-1 所示。交流输出直流输入高频逆变电路滤波电路驱动电路2

9、 第三章 主电路设计3.1 主电路结构设计主电路图如图 3.1 所示，包括直流电压源输入、直流滤波环节、高频逆变电路、交流滤波环节、交流输出等部分。V1 和 V2 通断互补，V3 和 V4 通断也互补。控制规律如下：在输出电压 uo 正半周，让 V1 保持通态，V2 保持断态，V3 和 V4 交替通断。由于负载电流比电压滞后，因此在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负。在负载电流为正的区间，V1 和 V4 导通时，负载电压 uo 等于直流电压 Ud；V4 关断时，负载电流通过 V1 和 VD3 续流，uo=0。在负载电流为负的区间，仍为 V1 和 V4 导通时，因 io 为负，故 io

10、 实际上从 VD1 和 VD4 流过，仍有 uo=Ud；V4 关断，V3 开通后，io从 V3 和 VD1 续流，uo=0。这样 uo 总可得到 Ud 和零两种电平。同样在 uo 负半周，让V2 保持通态，V1 保持断态，V3 和 V4 交替通断，负载电压 uo 可得到-Ud 和零两种电平。3 控制 V3 和 V4 通断的方法如图 3.2 所示。在 ur 的半个周期内，三角载波有正有负，所得的 PWM 波也是有正有负。在 ur 的一个周期内，输出的 PWM 波只有d 两种电平。在调制信号 ur 和载波信号 uc 的交点时刻控制 U 各 MOSFET 的通断。在 ur 正负半周，对各开关器件的控

11、制规律相同。即当 uruc 时，给 V1 和 V4 导通信号，给 V2 和 V3 关断信号，这时如果 io0，V1 和 V4 通，如 io0，则 VD1 和 VD4 通，不管哪种情况都是输出 uo=Ud。当 uruc 时，给 V2 和 V3 导通信号，给 V1 和 V4 关断信号，这时如果 io0，则 VD2 和 VD3 通，不管哪种情况都是 uo=-Ud。按照这种调制方法在高频变压器的副边得到-SPWM 波形，经过 LC 滤波后，得到-50Hz 的正弦波，调节正弦波的幅度便可调节输出电压的大小。图 3.2 双极性 PWM 控制方式波形为使主电路长期稳定、安全可靠地工作，必须设计各种类型的保护

12、电路，避免因电路出现故障、使用不当或条件发生变化而损坏电路上的零器件。主电路的保护分为两大类：第一类是高频功率开关 MOSFET 的保护。包括设置缓冲电路软化开关过程，设置功率开关 MOSFET 的过压保护和过流保护。第二类是线路的保护，主要包括过流保护装置（如保险管、自恢复保险丝、熔断电阻器等）、启动限流保护、输入欠压保护电路、输入过压保护电路。3.3.1 缓冲电路设计为了将功率器件的热应力和电应力限制在安全工作区内，提高电路的可靠性，必须设置缓冲电路软化开关过程。合理的缓冲电路，不但降低了功率器件的浪涌电压 du/dt和浪涌电流 di/dt，而且还减低了器件的开关损耗和电磁干扰，避免了器件

13、的二次击穿。功率开关的有损耗 RCD 缓冲电路如图 3.3 所示。缓冲电路由缓冲电阻 Rs、缓冲电容 Cs和阻尼二极管 VDs 组成，工作原理为：当功率开关 V 关断后，漏感中的能量通过 VDs4 对 Cs 充电，一直到 Cs 端电压为 Uce-Uvds；V 导通时，Cs 经 Rs 和 V 放电，能量主要被 Rs 消耗。如果没有缓冲电路，漏感中的能量将全部由功率开关消耗，因此，缓冲电路减轻了功率开关的负担。图 3.3.2 功率开关过压保护电路3.4 主电路计算及元器件参数选型3.4.1 滤波电容和电感的选型5 滤波电容一般根据放电时间常数计算，负载越大，要求纹波系数越小，电容量也越大，一般不作

14、严格计算。输入滤波电容取 C=9900F。耐压为1.5Vdm=1.5*160=240V，取 250V。即选用 9900 F，250V 电容器。输出滤波电容选用14F/200VCBB 电容，耐压 200V。输入滤波电感 L=9?H。输出滤波电感选用 0.7mH 的电感。3.4.2 续流二极管的选型选用二极管时，主要应考虑其最大电流、最大反向工作电压、截止频率及反向恢复时间等参数。二极管承受最大反向电压：U=Sqrt(6)*U2=196V 考虑 3 倍裕量，则U=3*196=588V，取 600V。最大电流按 Idn=（1.52）Kfb*Id 来计算选择。当漏源极间加正电源，栅源极间电压为零时，器

15、件截止；在栅源极间加正电压 UGS，器件导通。选择型号为 IRFP460LC 的电力 MOSFET，其导通时间为 95ns，关断时间为 83ns。开关时间短，适用于高频开关电路。6 第四章 单元控制电路设计4.1 主控制芯片的说明及其外围元件设计PWM 控制器采用 TexasInstruments 公司生产的全桥移相控制集成电路 UC3875，其引脚排列如图 4.1.1 所示各引脚的名称、功能和用法如下。图 4.1.1 UC3875 引脚排列图控制端，当误差放大器的输出电压低于 1V 时实现 0相移。管脚 3 为误差放大器的反相输入端，该脚通常利用分压电阻检测输出电源电压。管脚4 为误差放大器

16、的同相输入端，该脚与基准电压相连，以检测E/A（）端的输出电源电压。管脚5 为电流检测端，该脚为电流故障比较器的同相输入端，其基准设置为内部固定 2.5V（由 VREF 分压）。管脚 6 为软起动端，当输入电压（VIN）低于欠压锁定阈值（10.75V）时，该脚保持地电平，VIN 正常时该脚通过内部 9A 电流源上升到 4.8V，当如果出现电流故障时该脚电压从 4.8V 下降到 0V，此脚可实现过压保护。管脚 7、15 为输出延迟控制端，通过设置该脚到地之间的电流来设置死区，加于同一桥臂两管驱动脉冲之间，以实现两管零电压开通时的瞬态时间，两个半桥死区可单独提供以满足不同的瞬态时间。管脚 14、1

17、3、7 9、8 为输出 OUTAOUTD 端，该脚为 2A 的图腾柱输出，可驱动 MOSFET 和变压器。管脚 10 为电源电压端，该脚提供输出级所需电源，Vcc 通常接 3V 以上电源，最佳为 12V。此脚应接一旁路电容到电源地。管脚 11 为芯片供电电源端，该脚提供芯片内部数字、模拟电路部分的电源，接于 12V 稳压电源。为保证芯片正常工作，在该脚电压低于欠压锁定阈值（10.75V）时停止工作。此脚应接一旁路电容到信号地。当电源电压超过欠压锁定阈值时，电源电流（IIN）从 100 A 猛增到 20mA。如果接一旁路电容，它就很快脱离欠压锁定状态。管脚 12 为电源地端。其它相关的阻容网络与

18、之并联，电源地和信号地应一点接地以降低噪声和直流降落。管脚 16 为频率设置端，该脚与地之间通过一个电阻和电容来设置振荡频率，具体计算公式为：f=4/（RFCf）管脚 17 为时钟/同步端，作为输出，提供时钟信号；作为输入，该脚提供一个同步点。最简单的用法是：具有不同振荡频率的多个 UC3875 可通过连接其同步端，使它们同步工作于最高频率。该脚也可使其同步工作于外部时钟频率，但外部时钟频率需大于芯片的时钟频率。管脚 18 为陡度端，该脚接一个电阻 Rs 将产生电流以形成斜波，连接这个电阻到输入电压将提供电压反馈。管脚 19 为斜波端，该脚是 PWM 比较器的一个输入端，可通过一个电容 CR

19、连接到地，电压以下式陡度建立：dv/dt=Vs/(RsCR)该脚可通过很少的器件实现电流方式控制，同时提供陡度补偿。管脚 20 为信号地端，GND 是所有电压的参考基准。频率设置端（FREQSET）的振荡电容(Cf)，基准电压（VREF）端的旁路电容和 VIN 的旁路电容以及 RAMP 端斜波电容(CR)都应就近可靠地接于信号地。4 脚接从直流端引出的取样电压，当过压时输出关断。在 脚与地之间连接一电容，设置软启动时间。9 脚与地之间接一电容，10 脚接一稳定的 12V 电压并与 GND 之间接一电容。14 脚与 GND 之间接一陶 瓷电容。8 脚与 GND 之间接一电阻和连接在 CT 与GN

20、D 之间的电容来决定锯齿波的上升边。19 脚与 CT 脚直接相连。4.2.1 正弦波产生电路的设计正弦波产生电路如图 4.2 所示。正弦波发生器由两部分组成，前半部分为 RC 串并联型正弦波振荡器，振荡频率设定在 50Hz ，调节电位器 RP1 可调节正弦波峰-峰值，从而调节 SPWM 信号的脉冲宽度以及逆变电源输出基波电压的大小。正弦波发生器的后半部分为移位电路，将正负对称的正弦波移位到第一象限，并使正弦波的谷点在 0.9V以上。8 脚 3 引入正弦波发生器，与芯片内产生的锯齿波相叠加，产生正弦波脉宽调制波控制信号，控制驱动电路来控制 MOSFET 的通断。改变正弦波的幅值，即改变调制度 M

21、（调制度定义为正弦波调制波峰 Unm 与锯齿波载波峰值 Utm 之比，即 M=Unm/Utm）就可以改变输出电压的幅值。具体波形如图 3.2 所示。功率开关过电流保护电路如图 4.2.2 所示。利用电流互感器 T 检测变压器原边电流，整流器 D 将检测到的电流信号整流后送到反向比较器的反向输入端，与正向输入端的给定信号相比较，将控制信号送入 UC3875 内的误差放大器的反向端。改变 P12 的阻值可调节给定值。9 图 4.2.2 功率开关过流保护电路输入欠电压、过电压保护电路如图4.2.3 所示。其工作原理是：通过R1 和 R2 串联分压获取直流输入电压源的采样电压，一部分经反向比较器与给定

22、电压相比较，如果低于给定则反向比较器输出高电平。一部分经正向比较器与给定电压比较，如果输入过电压，则输出高电平，然后两个保护信号经过一个或门，只要有一种故障发生，得到故障信号，通过二极管接到 UC3875 的电流检测端 CS，使 UC3875 的输出全部关断。图 4.2.3 输入欠电压、过电压保护电路4.3 驱动电路设计设计的驱动电路如图 4.3.1 所示。它由驱动脉冲放大和 5V 基准两部分组成。脉冲放大包括光耦 Vo1，R1 和 R2，中间级的 VT1，推挽输出电路 VT2 和 VT3，对高频干扰信号进行滤波的 C1；5V 基准部分包括 R4，VZ1 和 C2，它既为 MOSFET 管提供

23、5V 的10 偏置电压，又为输入光耦提供副边电源。其工作原理是：当光耦原边有控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦导通，使 VT1 基极电位迅速下降，VT1 截止，导致 VT2 导通，VT3 截止，电源通过 VT2，栅极电阻 R5，使 MOSFET管导通。当光耦原边无控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦不导通，使 VT1 基极电位上升，VT1 导通，导致 VT3 导通，VT2 截止，MOSFET 管栅极电荷通过 VT3，栅极电阻 R5迅速放电，5V 偏置电压使之可靠地关断；电阻 R5 和稳压管 VZ2，VZ3 用以保护MOSFET 管栅极不被过高的正、反向电压所损坏。光耦 Vo1 采用组合光敏管型光耦 6N136，具有光敏二极管响应速度快，线性特性好，电流传输大的优点，能满足要求。图 4.3.1 驱动电路11 第五章 实验与仿真图 5.1 实验电路图5.1 实验步骤MOS 管的驱动波形测试1.连接好电路，闭合 S1，用双踪示波器观察并记录“3”“4”与地端、间波形，当改变幅度调节电位器时，应使该波形符合互补的要求。2.不带滤波环节时即“9”与“12”相连，观察输出电压波形。3.带滤波环节时即