高压变频器共模电压仿真研究

1、高压变频器共模电压仿真研究    1  引言    随着高压大功率电力电子器件如IGBT、IGCT相继问世，高压变频技术也逐渐被推广应用到高压大容量风机、水泵的变频调速中，以改善调速性能和提高节能效果1。图1就是一种典型的电压源型变频调速系统拓扑结构，它包括：三相输入电压、全波整流、电容滤波、PWM逆变器、输出滤波器和传输电缆共6部分。由于PWM逆变器输出电压跳变幅度较大，且高压电动机(3kV以上)不可避免地存在寄生电容，因而必然会产生很高的dv/dt，它不仅会对电机绝缘产生破坏作用，而且由于逆变器产生的较高共模电

2、压，将直接加到电机终端，引起电机的绝缘击穿。共模电压中由于含有与开关频率相同的高频分量，它将通过输出电缆与分布电容产生高频漏电流，漏电流通过绕组和转子间的分布电容、轴承、机壳，然后到地，图2示意了PWM变频器共模电流和差模电流通路。在高电压、大容量场合，受开关损耗的影响，开关元件的开关频率一般限制在1kHz内，因此它的电流谐波总畸变率(THD)不容忽略2。2  长传输电缆对电机的负面影响    由于逆变器产生的高频脉冲在输出电缆中传输时，与传输线上的行波情况类似。根据文献2-5可得电机负载端电压反射系数M为式中  ZM、ZC分别为电机负载阻抗和

3、输出电缆特征阻抗（或者称为波阻抗）。逆变器端电压反射系数inv为式中  Zinv为逆变器起始端阻抗，一般Zinv=0。    逆变器输出的高频脉冲在输出电缆中传输时的速度v为式中  LC、CC为输出电缆的分布参数。    假设输出电缆的长度l，高频脉冲由逆变器第一次传输到电机端至少需要时间tinv    tinv=l/v            (5) 

4、60;  当时间t>tinv时，由逆变器第一次传输到电机端的高频脉冲被反射，产生反向行波，向逆变器方向传输。假设逆变器输出的高频脉冲的上升时间为trise，可以得到有关高频脉冲在电缆中传输的幅值为    基于式(6)，输出电缆最小长度lmin为    本文涉及的输出电缆分布参数列于表1。根据式(9)和式(10)，作出电机线电压峰值的归一化电压VLN与高频脉冲的上升时间trise、输出电缆的长度l的关系如图3所示。在高电压、大容量变频驱动系统中，由于电力电子开关器件（如IGCT）受开关损耗的限制，其开关频率一般限制在1k

5、Hz内1,2。       由图3可知：在PWM高压变频器中，随着变频器与电动机之间电缆线长度的增加电机线电压峰值的名义电压值会介于2.02.5倍之间。原因在于：为有效抑制PWM逆变器产生的共模电压而采用多电平和级联结构时，高频脉冲的上升时间trise会因多电平的采样方法（如规则采样、自然采样和低次谐波消除法）不同而不同6,7。因此高频脉冲的上升时间trise一般较小（<1.0ms，取决于IGCT型号）。但是由于trise要受PWM调制方法中最小脉宽和最小脉冲间歇的制约，而最小脉宽和最小脉冲间歇分别受IGCT器件的导通时间、关断时间和开关

6、损耗的限制，因此trise不会太小。    当电缆长度l >lmin时，高频脉冲的上升时间trise与反射电压无关，即高频脉冲在电缆中传输的幅值由式(7)决定。所以电机线电压峰值VLpeak为3  PWM逆变器共模电压分析3.1  常规滤波器的逆变器参数    图1给出了常规PWM变频调速系统“交-直-交”拓扑结构。其中，点“O”表示直流中心箝位点，点“N”表示系统地。LSP (P=A, B, C)为三相输入电源的漏抗；VSP为输入电压；VP、Vdc为整流器输入、输出电压；VMt、iMt (t=1, 2, 3

7、)为电缆输出电压、电流；V si (i=a, b, c)为电动机感应电动势；ig，vg为共模电流、电压；CM、CN分别为交流输入、电机终端对地电容；C1、C2为直流滤波电容；LF、CF、RF为输出滤波器参数。3.2  分析电位VON    由拓扑图1，假设输入平衡，可得VON为2,6式中  VAO表示A点对箝位点“O”的电位；VBO、VCO类推。    分析VON的恒定值：在整流回路中，当上面3个或下面3个整流管同时导通时，VON=±3Vdc/2；当上面两个和下面一个或下面两个和上面一个整流管同时导通时，

8、VON=±Vdc/2。由此可见，整流输出的直流中间点对系统地的电位不为零，即VON0。3.3  分析两电平逆变器中共模电压Vg    当逆变器与电动机之间存在长电缆线时，逆变器所产生的共模电压Vg为式中  VaO表示a点对箝位点“O”的电位，其它类推（见图1）。为抑制逆变器产生的过高电压上升率（dv/dt）会在电动机绕组上产生极不均匀的电压分布的不良影响，必须装上输出滤波器，有    图4 给出了常规逆变器的输出的相电压和共模电压波形相对Vdc的归一化值。式(16)和图4均表明：两电平逆变器所产生的共模电

9、压是非常高的。4  三电平逆变器共模电压4.1  三电平逆变器产生的共模电压    三电平逆变器，其结构如图5所示，每一个功率开关器件所承受的关断电压仅为直流侧电压的一半，于是在同等情况下，功率器件的相同直流母线电压就可以提高1倍，容量也就可以提高1倍，所以它比较适用于高电压、大容量变频驱动系统中6, 7，相对5、7电平而言，控制方式更加简单。    由于三电平逆变器所产生的共模电压为式中Si (i=a, b, c)表示三电平逆变器开关状态函数，其状态分别为“1”，“0”和“-1”。可以将其分为4种，即：大、中等、

10、小和零4种开关状态。分析得出三电平逆变器产生的最大共模电压为Vdc/2（见表2所示），小于两电平逆变器所产生的共模电压。4.2  三电平逆变器箝位点电压不平衡性分析    图6为开关状态与箝位点电压关系示意图。       图中(100)表示(Vdc/2,0,0)；(0-1-1)表示(0,-Vdc/2, -Vdc/2)。箝位点电压VO和电流iO为式中  ii为电机相电流；C为直流滤波电容。    式中Sa和Sb为dq坐标下的开关矢量。研究表明：三电平逆变器箝位点电压

11、随着开关矢量的变化而波动，其波动状况与开关矢量的关系如表2所示，大和零开关状态不影响箝位点电压，但是中等和小开关状态要影响箝位点电压，两者区别在于：小开关状态对箝位点电压的影响呈对称性8：如(100)使得VO增大，见图6(a)所示；(0 -1 -1)使得VO减小，见图6(b)所示，其它5对小开关状态的影响可类推。5  特殊拓扑结构逆变器的共模电压分析5.1  带有输出滤波器时共模电压分析    为有效抑制常规PWM逆变器所产生的较大共模电压的不良影响，文献指出6,7可采取包括多电平（如5、7电平）和级联型逆变器拓扑结构（特别是当驱动高压大容量电

12、机且开关器件受到技术限制时（如IGCT出现前），提高输出电压质量，降低开关损耗，当然其控制方式和拓扑结构均比较复杂。随着电力半导体技术迅猛发展，完全可以用三电平非级联型逆变器来驱动高压大容量电机。    本文提出在三电平逆变器中串联共模电抗器和输出滤波器，并将图1中的“S”、“O”点连接起来，再与整流器中性点和系统地“N”相连（见图5所示）。式(21)表明： 合理选择RF，CF，LF可减小共模电压Vg； 为确保Vg要小，可见RF要小，CF要大，但是考虑到功耗，RF不可太小，且考虑传输电缆的波反射。    有关输出滤波器的参数优选、动态

13、特性的研究详见文2、6、9、11本文不作论述。5.2  带有共模电抗器时共模电压分析    接上共模电抗器后，调速系统的等效电路可用图7表示，列写电路方程6式中  M和LC为共模电抗器的互感和自感，且假设MLC；ZM为电机等效阻抗；VM为加在电机上的共模电压；Zd为直流线路不平衡阻抗，假设Zd<< ZM。忽略共模电抗器漏抗时，可得电路方程    联立式(22)和式(23)，可得    式(24)表明：加入共模电抗器后，可以明显抑制变频器所产生的共模电压，即VM减小。5.3&

14、#160; 接地电阻确定    根据10kV和13.8kV电力输电系统理论，一般均是将其中心点通过共模小电阻(RN)和系统地联结10。如果将图5中24脉波整流器、三电平逆变器、共模电抗器、输出滤波器与输入变压器一起看做供能装置，电机看做负载，可以将其看做电力输电系统。由4.2分析可知：箝位点“O”的电位增大或减小取决于所选择的电压矢量（开关状态）、负载电流和直流滤波电容。如果将它们通过小电阻强制接地，以抑制其电位的波动和偏移。由于在10kV电力输电系统中，要求RN<4 W，以确保接地电流IN小于30A；在13.8kV电力输电系统中，要求4 W <RN&

15、lt;40W，以确保接地电流IN介于200A和2000A之间。由于电机负载的线电压为6kV（>1kV），因此应该类比于13.8kV而非10kV的电力输电系统理论；并且RN只影响零序电流，根据系统串联谐振理论有式中 Z0为该系统的特征阻抗，本文取过阻尼状态。6  仿真研究    本文设计了图5所示拓扑结构的逆变器，利用MATLAB软件进行了仿真研究2, 6, 9, 11。所涉及到的仿真电路参数见表1。图8为利用图5进行仿真获得的电机相电流、线电压和逆变器输出共模电压的波形；图9为利用图5但未串接共模电抗器的仿真结果。    在新型拓扑结构中接上最优参数的共模电抗器、输出滤波器和50m输出电缆后，共模电压有效值由图9中高达5kV降到图8中近1kv，降低了近5倍，并且图8中电机相电流、线电压波形平滑、波形畸变小。仿真研究还发现：逆变器所产生的共模电压与电机速度（即正弦调制波