单双极性PWM波形调制方法

1、PWM波形调制方法图6-20 二重PWM 型逆变电路14.1 引 言PWM (Pulse Width Modulation )控制一一脉冲宽度调制技术，通过对一系列脉冲 的宽度进行调制，来等效地获得所需要波形(含形状和幅值)直流斩波电路采用斩控式交流调压电路，矩阵式变频电路本章内容PWM控制技术在逆变电路中应用最广，应用的逆变电路绝大部分是PWM型，PWM控制技术正是有赖于在逆变电路中的应用，才确定了它在电力电 子技术中的重要地位本章主要以逆变电路为控制对象来介绍PWM控制技术也介绍PWM整流电路14.2 PWM 控制的基本原理理论基础冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基

2、本相同 冲量指窄脉冲的面积效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同低频段非常接近，仅在高频段略有差异图6-1形状不购冲量相同的各种窄脉冲一个实例图6-2a的电路电路输入：u(t),窄脉冲，如图6-1a、b、c、d所示电路输出：i(t),图6-2b面积等效原理i(t)e(t)a)图6-2 7用62目同的各种窄脉冲的响应波形用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波正弦半波N等分，可看成N个彼此相连的脉冲序列，宽度相等，但幅值不用矩形脉冲代替，等幅，不等宽，中点重合，面积（冲量）相等宽度按正弦规律变化SPWM波形一一脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形要改变等效输出正弦波幅值，按同

3、一比例改变各脉冲宽度即可UA圆b)序6-3用PWM波代替正弦半波等幅PWM波和不等幅PWM波由直流电源产生的 PWM波通常是等幅 PWM波如直流斩波电路及本章主要介绍的PWM逆变电路和 PWM整流电路输入电源是交流，得到不等幅 PWM波如斩控式交流调压电路和矩阵式变频电路基于面积等效原理进行控制，本质是相同的PWM电流波电流型逆变电路进行 PWM控制，得到的就是 PWM电流波PWM波形可等效的各种波形直流斩波电路：等效直流波形SPWM波：等效正弦波形还可以等效成其他所需波形，如等效所需非正弦交流波形等，其基本原理和SPWM控制相同，也基于等效面积原理14.3 PWM逆变电路及其控制方法目前中小

4、功率的逆变电路几乎都采用PWM技术逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合本节内容构成了本章的主体PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种，目前实用的PWM逆变电路几乎都是电压型电路14.3.1 计算法和调制法计算法根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算 PWM波各脉冲宽度和间 隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需PWM波形繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化调制法输出波形作调制信号，进行调制得到期望的PWM波通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波等腰三角波应用最多，其任一点水平宽度和高度成线性关系且左右对称与任一平缓变化的调制信号波相交，在交点控制器件通断

5、，就得宽度正比于信号波幅值的脉冲，符合 PWM的要求调制信号波为正弦波时，得到的就是SPWM波调制信号不是正弦波，而是其他所需波形时，也能得到等效的PWM波结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明： 工作时V1和V2通断互补，V3和V4通断也互补控制规律uo正半周，V1通，V2断，V3和V4交替通断负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负负载电流为正的区间， V1和V4导通时，uo等于UdV4关断时，负载电流通过 V1和VD3续流，uo=0负载电流为负的区间， V1和V4仍导通，io为负，实际上io从VD1和VD4 流过，仍有uo=UdV4关断V3开通后，i

6、o从V3和VD1续流，uo=0uo总可得到Ud和零两种电平 uo负半周，让V2保持通，V1保持断，V3和V4交替通断，uo可得-Ud和零两种电平单极性PWM控制方式（单相桥逆变）卷-M和uc的交点时刻控制IGBT的通断ur正半周，V1保持通，V2保持断当 ur>uc 时使 V4 通，V3 断，uo=Ud当ur<uc时使V4断，V3通，uo=0ur负半周，V1保持断，V2保持通当 ur<uc 时使 V3 通，V4 断，uo=-Ud当ur>uc时使V3断，V4通，uo=0虚线uof表示uo的基波分量图6-5 单极性PWM控制方式波形双极性PWM控制方式(单相桥逆变)在ur的

7、半个周期内，三角波载波有正有负，所得 PWM波也有正有负在ur 一周期内，输出 PWM波只有土 Ud两种电平仍在调制信号ur和载波信号uc的交点控制器件的通断ur正负半周，对各开关器件的控制规律相同当ur >uc时，给V1和V4导通信号，给 V2和V3关断信号如 io>0, V1 和 V4 通，如 io<0, VD1 和 VD4 通， uo=Ud当ur<uc时，给V2和V3导通信号，给 V1和V4关断信号如 io<0, V2 和 V3 通，如 io>0, VD2 和 VD3 通，uo=-Ud单相桥式电路既可采取单极性调制，也可采用双极性调制双极性PWM控制方

8、式(三相桥逆变)三相的PWM控制公用三角波载波 uc三相的调制信号 urU、urV和urW依次相差120°Ud2ItcNUd2 N'调制各图6-7三相桥式PWM型逆变电路U相的控制规律当 urU> uc 时, 当 urU< uc 时,给V1导通信号，给给V4导通信号，给当给V1(V4)加导通信号时，可能是V4关断信号，uUN =Ud/2V1关断信号，uUN =-Ud/2V1(V4)导通，也可能是 VD1(VD4)导通uUNT、uVN '和uWN 的PWM 波形只有 土 Ud/2两种电平uUV波形可由uUN -uVN得出，当1和6通时，uUV= Ud,当3和

9、4通时,uUV= -Ud,当1和3或4和6通时，uUV=0输出线电压PWM波由士 Ud和0三种电平构成负载相电压 PWM波由（±2/3）Ud、（±1/3）Ud和。共5种电平组成防直通死区时间留一小段同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通而造成短路,上下臂都施加关断信号的死区时间死区时间的长短主要由开关器件的关断时间决定死区时间会给输出的PWM波带来影响，使其稍稍偏离正弦波u /uuv 彳_Ud-Ud uUNuUNUd 2 OUd-2 uVN.UdOUd-2 uWN'lUd 2 O图6-8三相桥式PWM逆变电路波形14.3.2 异步调制和同步调制载波比一一载波

10、频率fc与调制信号频率fr之比，N= fc / fr根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制1.异步调制异步调制一一载波信号和调制信号不同步的调制方式通常保持fc固定不变，当fr变化时，载波比 N是变化的在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称当fr较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小当fr增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大同步调制同步调制N等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步基本同步调制方式，fr变化时N不

11、变，信号波一周期内输出脉冲数固定三相电路中公用一个三角波载波，且取N为3的整数倍，使三相输出对称为使一相的PWM波正负半周镜对称，N应取奇数fr很低时，fc也很低，由调制带来的谐波不易滤除fr很高时，fc会过高，使开关器件难以承受图6-翅6.10同步调制三相PWM波形分段同步调制（图6-11）把fr范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段 N不同在fr高的频段采用较低的 N ,使载波频率不致过高在fr低的频段采用较高的 N ,使载波频率不致过低为防止fc在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切

12、换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近14.2.3规则采样法按SPWM基本原理，自然采样法要求解复杂的超越方程，难以在实时控制中在线计算，工程应用不多规则采样法特点工程实用方法，效果接近自然采样法，计算量小得多u Jl图6-12规则采样法规则采样法原理图6-12,三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc自然采样法中，脉冲中点不和三角波一周期的中点(即负峰点)重合规则采样法使两者重合，每个脉冲的中点都以相应的三角波中点为对称，使计算大为简化在三角波的负峰时刻 tD对正弦信号波采样得D点，过D作水平直线和三角波分别交于A、B点，在A点时刻tA和B点时刻tB控制开关器件的通

13、断 脉冲宽度d和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近规则采样法计算公式推导正弦调制信号波ur asin rt式中，a称为调制度，0wa<l； wr为信号波角频率。从图 6-12得(6-6)1 asin -rtD _ 2772"TCT2Tc因此可得,、二金(1 .asil 'rtD)三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度(6-7).1 _ T .5 =5c -B(1 -asin CO rtD)三相桥逆变电路的情况三角波载波公用，三相正弦调制波相位依次差120°同一三角波周期内三相的脉宽分别为dU、dV和dW,脉冲两边的间隙宽度分别为d'U、d V和d, W,同一

14、时刻三相调制波电压之和为零，由式 (6-6)得(6-9).U、V .w =3Tc(6-8) 由式(6-7)得aU田V田W=3T£4利用以上两式可简化三相 SPWM波的计算14.2.4 PWM逆变电路的多重化PWM多重化逆变电路，一般目的：提高等效开关频率、减少开关损耗、减少和载 波有关的谐波分量PWM逆变电路多重化联结方式有变压器方式和电抗器方式利用电抗器联接的二重PWM逆变电路(图6-28,图6-29)两个单元的载波信号错开180。PWM输出端相对于直流电源中点N'的电压uUM =(jU1N' +uU2N' )/2已变为单极性 图6-20 二重PWM型逆变电

15、路N'UdT 丁输出线电压共有0、（±1/2）Ud、土 Ud五个电平，比非多重化时谐波有所减少 电抗器上所加电压频率为载波频率，比输出频率高得多，只要很小的电抗器就可以 了输出电压所含谐波角频率仍可表示为nwc+kwr,但其中n为奇数时的谐波已全被除去，谐波最低频率在 2wc附近，相当于电路的等效载波频率提高一倍uUN'"Oimnnniuuuli 点Oumn口nnn n口 口一一：、VN'呼6-21二重PWM型逆变电路输出波形a)b)图6-1c)d)图6-2冲量相同的各种窄脉冲的响应波形i(t)i(t)e(t)dbb)e.目，H目目-TMWW，三二：三a)图6-26-3用PWM波代替正弦半波UdV11玉VD1R L-Ud6-4 单相桥式PV#-3逆变电路信号波J+调制载波&电路图6-5单极性PWM控制方标6/图6-6双极性PWM控制方式波形U N'VVD+nI+ C调制VD4VD2VD1UdV4Ud2v6+C C.Z：VDLk本图6-7 三相桥式PWM型逆变电路UrU UrV UrW uc图6-8三相桥式PWM逆变电路波形图6-10 同步调制三相PWM波形图612图 6- 11图6-11分段同步调制方