毕业设计-大功率感应加热电源设计

摘要感应加热电源在金属熔炼、铸造、锻造、透热、淬火、弯管、烧结、外表热处理、铜焊以及晶体生长等行业得到了广泛的应用。同时，由于感应加热电源的加热特点，超音频、大功率是感应加热电源领域研究的重点之一。本文详细介绍了所设计的感应加热电源，它主要包括不控整流，滤波缓冲电路，降压斩波，逆变电路，数字锁相环电路，保护电路和单片机采样显示电路。而且本文高频感应加热电源的斩波电路和控制电路进行设计中，采用的是专门电压控制型芯片控制和IGBT器件取代原有的模拟控制和晶闸管器件，实现对老装备的更新改造；推出主电路的参数计算公式，建立了系统的等效电路，负载的等效模型并分析了控制电路的结构和原理。关键词：感应加热；串联谐振；数字锁相环AbstractInductionheatingpowerinmetalsmelting,casting,forging,heated,quenching,bend,sinteringandsurfacetreatment,brazingandcrystalgrowthindustrieshasbeenwidelyused。Atthesametime,duetothecharacteristicsofinductiveheatingpower,superaudio,heatingpowerinductiveheatingpowerfieldstudyisoneofthekey。Thispaperintroducesthedesignofinductionheatingpower,itmainlyincludesnotcontrolledrectifiercircuit,step-down,filteringbufferchopper,invertercircuits,digitalcircuit,protectcircuitchipandsamplingdisplaycircuit。Andthishigh-frequencyheatingpowerofchoppingcircuitandcontrolcircuitdesign,usethespecialvoltagecontrolchipcontrolandIGBTdevicereplacingsimulationcontrolandbrakecanalofoldequipment,realizingtherenewalandtransformation，Introducedthemaincircuitparameterscalculationformula,establishedthesystemoftheequivalentcircuitmodelofequivalentload,andanalysesthestructureandprincipleofthecontrolcircuit.Keywords:inductionheating,Series,Digitalphaselockloop绪论感应加热来源于法拉第发现的电磁感应现象，也就是交变的电流会在导体中产生感应电流，从而导致导体发热。长期以来，技术人员都对这一现象有较好了解，并且在各种场合尽量抑止这种发热现象，来减小损耗。比拟常见的如开关电源中的变压器设计，通常设计人员会用各种方法来减小涡流损耗，来提高效率。然而在19世纪末期，技术人员又发现这一现象的有利面，就是可以将之利用到加热场合。高频感应加热利用电磁感应原理对工件进行加热，其功率密度在被加热工件内的分布可通过选择电源频率和合理设计感应线圈而得到。过去因受半导体器件的限制，高频感应加热电源都采用电子管振荡结构，致使设备存在着效率低，体积大，使用前需要预热，而且电子管使用寿命短等缺点，随着大功率半导体器件的开展，高频大功率感应加热电源的研制取得了很大的进展。感应加热技术从诞生至今，经过近百年的开展，取得了令人瞩目的成果，尤其是六十年代以后，固态电力电子器件的出现与开展，使感应加热技术和现代化生产许多方面密切相关，发挥了很大的生产力作用，因此世界各国都十分关注感应加热技术的开展，并投入了相当的经济支持和技术力量。目前传统的感应加热电源与固态感应加热电源取长补短，互补共存。我国感应加热技术从50年代：后被广泛应用于工业生产当中。60年代末开始研制晶闸管中频电源。到目前己经形成了一定范围的系列化产品，并开拓了较为广阔的应用市场。在中频领域，晶闸管中频电源装置根本上取代了旋转发电机，已经形成了500'--"8000Hz／100～4000KW的系列化产品。但国产中频电源大多采用并联谐振逆变器结构，因此在开发更大容量的并联逆变中频感应加热电源的同时，尽快研制出结构简单，易于频繁启动的串联谐振逆变中频电源也是中频领域有待解决的问题。在超音频领域的研究工作八十年代己经开始。浙江大学采用晶闸管倍频电路研制了50KW／50kHz的超音频电源，采用时间分隔电路研制30kHz的晶闸管超音频电源。从九十年代开始，国内采用IGBT研制超音频电源。浙江大学研制开发的250KW／50kHz超音频电源已经产品化。近期，浙大已经研制出100KW／250kHz的电流型感应加热电源，而在电压型电源方面也取得了一定的成果，如50KW／200kHz的产品已经实验通过。感应加热是利用处在交变磁场中的导体内产生的涡流和磁滞损失作用于金属本体而引起热效应，在极短的时间内产生大量的热能，以此来对金属外表或整体进行加热，感应加热是利用电磁感应原理把电能转化为热能的设备。感应加热技术诞生之前，都是使用煤气或石油为能源的装置来加热金属和非金属，与之相比，电磁感应加热主要有如下优点：1〕热速度快，效率高，容易实现高功率密集。由于感应加热是从金属内部即从金属的电流透入深度层开始加热，这样就很大程度地节省了热传导的时间，因此加热速度快，生产效率可达60％以上。2〕采用非接触式加热方式，在加热过程中不易渗入杂质。3〕加热温度由工件外表向内部传导或渗透，具有精确的加热深度和加热区域，并易于控制。4〕工件损耗少，被加热物的外表氧化少。5〕节能环保，作业环境好，几乎没有热，噪声和灰尘，而且占地少，适合现代环保的要求。6〕工作容易，加热均匀，产品质量好，且能加热形状复杂的工件。7〕自动化程度高，对于感应加热装置，可频繁的起停，控制温度的精度高。由于高频感应加热的优点不断地被接受和利用，使得国内外在高频感应加热电源的研究也不断地增加。1感应加热的物理机理及总体方案确实定1.1感应加热的物理机理如下列图1.1所示，通有电流的线圈在它的周围会产生磁场，特别是当高频交流电通过时，线圈周围会出现交变磁场。工件导体放入磁场时，磁力线会切割工件，在工件导体中产生感应电动势，从而产生与线圈电流方向相反的涡流。图1.1感应加热的物理机理设线圈匝数为,通入电流大小为，频率为f的交流电，并令工件的等效圈数为N，线圈内的磁通为，线圈内的工件导体上感应电动势为，由法拉第电磁感应定律〔1-1〕假设是按正弦规律变化，设，由式〔1-1〕可得〔1-2〕那么感应电动势e的有效值为〔1-3〕由于工件导体本身电阻的存在，当涡流流过工件时，会引起工件发热，根据焦耳一楞茨定理有〔1-4〕式中，为工件导体的发热量，为流过工件导体内的涡流，R为阻碍涡流的电阻，t为通电时间。从式〔1-2〕可知，涡流的频率与线圈的电流同频率，由于高频电流的集肤效应，工件导体的涡流分布不均匀，电流分布情况可以表示为〔1-5〕式中，为导体外表电流密度，为电流透入深度，单位cm，为电流分布的密度，单位cm。涡流密度降为外表电流密度的，即36.8%处的深度称为电流分布带的宽度，可表示为〔1-6〕式中，为金属电阻率，单位，为金属的相对导磁率，f为电流的频率，单位HZ。在电流透入深度范围内工件吸收的功率为吸收总功率的86.5%，因此成为选择加热电源频率，制造感应圈选用钢管材的重要参数之一。其功率密度在被加热工件内的分布可方便的通过频率的选择和感应线圈的合理设计而得到。1.2感应加热电源总体方案确实定系统要求设计并制作工作频率约为100KHZ，输出功率最大为15KW的感应加热电源，要求能适应加热工件和用于真空蒸发镀膜加热源。在系统设计中，电网提供的是单相交流电，设计的电源给负载加热时也是用的交流电，这就意味着我们要用到交直交变换，即先把电网送过来的交流通过整流变为直流，然后把直流通过逆变又变换为交流，为了实现对直流电压大小的控制，中间还需加一个直流斩波的环节，所以系统设计大致包括四个局部：不控整流、大电容储能滤波、逆变电路和谐振负载。图中通过不可控整流的方式将交流变为直流，再通过大电容滤波变成比拟稳定的直流电作为逆变电路的供电电源，在逆变侧局部实现系统的逆变输出和功率调节。在直流斩波调功控制当中需要对斩波后的输出进行比拟，需要检测，在本设计中决定采用霍尔传感器检测斩波后输出电压，斩波控制决定采用电压PWM型控制芯片SA3525A来控制，逆变这一局部决定采用全控型器件MOSFET来作为开关器件，而逆变的控制电路是由基于CD4046锁相环电路来控制的，锁相环控制电路的主要作用是让逆变器工作在谐振状态下或小感性的准谐振状态，高效率的输出有功功率，其中逆变器中的开关型器件MOSFET采用美国国际整流器〔IR〕公司利用自身独有的高压集成电路技术及CMOS技术，于1990年前投放市场IR2110驱动电路。最后经过霍尔传感器检测系统的电压，电流和频率经过A/D转换，送至单片机，单片机通过控制液晶显示器使其显示出来。决定采用如下列图1.2所示的方框结构图：图1.2整机原理方框图随着电力半导体器件的开展，大功率全控型器件进入了实用阶段。利用普通的单相整流器和斩波电路配合组成输出电压可调的直流电源，能够满足加热装置，镀膜蒸发功率连续可调的要求。由于电源的输出功率只有15KW，并考虑到将来的工作电源环境，故采用单相工频电源供电。由电网进入的交流电经过低通滤波器后，进入不可控整流桥堆整流，这里的低通滤波器是一个防电磁干扰的滤波器，它一方面将电网中的高次谐波滤除，另一方面感应加热电源也会产生各种谐波，该滤波器也会将其滤除，防止污染电网，它采用成品EMI模块。交流电经整流电路变成脉动的直流信号，经电解电容平滑滤波后进入斩波器开关器件的高端，在脉宽调制电路〔PWM〕的控制下进行直流调功，输入给串联逆变器一定的电压，逆变器在锁相环电路控制下，进行频率自动跟踪，让逆变器工作在谐振频率附近，频率稍微高于谐振频率，即准谐振状态，功率因数接近与1.这样即可满足感应加热工艺，又保证系统的可靠稳定，提高了整机效率。然后利用单片机采样显示。感应加热电源的主电路如下列图1.2所示：图1.2感应加热电源主电路2整流电路设计2.1整流电路参数计算及器件的选型整流电路采用的是单相不可控桥式整流电路。具体的整流电路图如下列图2.1所示：图2.1整流电路图参数计算主要是整流二极管参数的计算，由于整流电路后接高频斩波调功电路，所以根据计算整流后的直流平均电压,即(2-1)式中，为相电压。根据输出功率的要求，结合前面的分析，考虑逆变器用的是锁相环进行频率自动跟踪，逆变器工作在谐振或小感性负载状态更好，保守估计可取变换效率，要求整流器的输出功率为(2-2)故整流器的输出电流(2-3)通过每个二极管的电流为(2-4)整流二极管承受的最高反向电压为(2-5)考虑采用日本富士康三相整流二极管模块6R175E-080，其根本参数如下：反向重复峰值电压,反向非重复峰值电压为,平均输出电流为(为时)，浪涌电流,结温,正向压降(最大值)，反向漏电流(最大值)。根据上面的计算可知，6R175E-080完全可以满足设计要求，只使用其中四个二极管即可。由于整机的进线对通过其的电流有限制，所以需对整机进线参数进行计算，根据,计算进线电流：(2-6)决定选用两股RVV线，单股导线标称截面为，直径为，载流量为。2.2滤波电路的设计及参数计算整流电路的滤波电路主要由滤波电容器组成，在可调直流电压源中，主要起滤波和稳定电压的作用，由于采用单相桥式整流电路，整流输出电压纹波中的基波成分总是100HZ。为了后面的斩波电路能更好工作，设直流输出电压在5%内变化，那么滤波电路的时间常数，也就是滤波电容与后续负载的等效电阻的乘机必须为纹波中基波的周期时间的3倍以上。一般取倍即可，即〔2-7〕所以〔2-8〕将前面的计算结果,,代入式〔〕得选用的电容器，耐压值至少为,因大容量，高耐压的电解电容价格昂贵，实际使用时选16个的红宝石〔Rubycon〕电解电容，分8组并联使用。并在每组电解电容两端并接一个的聚丙烯〔CBB〕和的平衡电阻。3斩波调功电路的设计3.1斩波调功原理与参数设计直流斩波电路的功能是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电，也城为直接直流-直流变换器。直流斩波电路一般是指直接将直流电变为另一直流电的情况。直流斩波电路电路的种类较多，包括6种根本斩波电路：降压斩波电路、升压斩波电路、升压降压斩波电路、Cuk斩波电路、Speic斩波电路、Zeta斩波电路。本设计采用BUCK电路来到达降压调功的目的。降压斩波电路的原理图如下列图3.1所示：图3.1斩波电路原理图该电路使用一个全控型器件V，图中为IGBT，也可使用其他器件，假设使用晶闸管，需设置使晶闸管关断的辅助电路，图3.1中，为在V关断时给负载中电感电流提供通道，设置了续流二极管VD。当给IGBT驱动信号，使IGBT导通，电源E向负载供电，负载电压，负载电流按指数曲线上升。当关断驱动信号时，IGBT关断，负载电流经二极管VD续流，负载电压近似为零，负载电流呈指数下降。为了使负载电流连续且脉动小，通常串联L值较大的电感。至一个周期T结束，再驱动V导通，再重复上一周期的过程。当电路工作于稳态时，负载电流在一个周期的初值和终值相等。负载电压的平均值为(3-1)上式中，为V处于通态的时间，为V处于断态的时间，T为开关周期，为导通占空比，简称占空比或导通比。由此式可知，输出到负载的电压平均值最大值为E，假设减小占空比，那么随之减小，所以该电路称为降压斩波电路。通过对降压斩波电路的原理分析，我们知道改变占空比，即可改变。通常改变占空比有两种方式：一是脉冲宽度调制方式，即PWM方式，即保持T不变〔开关频率不变〕，改变调控输出电压。二是脉冲频率调制方式，即保持不变，改变开关频率或周期调控输出电压。实际使用中广泛采用PWM方式。因为采用定频PWM开关时，输出电压中谐波的频率固定，滤波器设计容易，开关过程所产生电磁干扰容易控制，此外控制系统获得可变脉宽信号比获得可变频率信号要容易实现。弄懂了降压斩波电路的原理，下面就可以对斩波调功电路进行设计了，斩波电路的参数设计主要包括IGBT的选择，缓冲电路的选择和滤波器的选择。从主电路中可以看到，本次设计的斩波功率开关器件采用的是IGBT，实际使用时采用两个IGBT并联。这样做的理由是IGBT驱动电路的工作频率不能到达80KHZ，同时可降低对后续滤波电路的要求，让加在逆变器上的电压更平稳，同时可降低斩波缓冲电路的损耗。图中的，和组成保护IGBT的缓冲电路。为续流二极管。斩波开关器采用TOSHIBA的IGBT模块MG75Q1J40，它的低端有一个续流二极管，其根本参数为：,,,,,,,,,,,.完全可以满足前面的计算要求。缓冲电路的选择：缓冲电路又称为吸收回路，它主要是用来保护功率开关器件。它包括两个任务，一是限制开关器件上的应力，使其在平安范围内，二是当开关器件状态变换时，将能量转移到其他的电路上去，减小开关器件的功率损耗。缓冲电路有许多种，本设计采用并联缓冲电路，如下列图3.2所示：图3.2并联缓冲电路缓冲电容的临界值:(3-2)式中，是IGBT从导通到截止的下降时间。实际为IGBT高端和低端的电压差，可取286V。一般设IGBT的最小的导通时间为,即〔3-3〕这里斩波器斩波后的输出电压为240V，因为使用两个IGBT并联使用，单个IGBT的工作频率为40KHZ，那么两者合在一起，相当于工作频率为80KHZ，故(3-4)由式(3-3)可知，当取系数为1/4，得(3-5)电阻上消耗的功率为(3-6)代入数据得上面介绍的只是选用元件的指导性原那么，实际调试过程中要注意的是电容上的电荷必须在下一个开通周期内放电完毕。最后选取,,功率为40W的电阻来组成缓冲电路。缓冲二极管参数为：,,,,,.滤波器的滤波电路主要由,组成，下面对它们进行参数计算和选择：(3-7)(3-8)应选取标称值,.3.2斩波调功电路控制电路的设计斩波调功控制电路以SG3525A为核心。SG3525A为电压型PWM控制集成电路，它主要由欠电压封锁单元、参考电源稳压器、振荡器、触发器、比拟器、两个或非门、两个互补输出功率放大器等10个局部组成。SG3525A芯片的管脚图如下列图3.3所示：图3.3SG3525A芯片的管脚图用电压型PWM控制芯片SG3525A作为降压斩波的控制电路，该电路的控制的工作原理为：引脚5和引脚6分别外接电容和电位器，引脚7外接放电电阻，它们三者决定产生三角波的频率，以及三角波上升段的时间和下降段的时间，引脚1，引脚2和引脚9之间内部是一个误差放大器，引脚1为误差放大器的反相端，它的信号一方面来自引脚9的一个反应回路、,另一方面来自斩波器电路输出的霍尔电压传感器的输出端，在图中用了插座4〔其中插座的作用是当屡次用到这一端口时，可以用跳线子直接接过去，方便接线，图中还用到了电源插座，各芯片用到的电源和地时都可以直接在这里开始接线，大大方便了接线〕，它与同相端引脚2的给定值〔图中的电位器设置的为240V〕的误差经误差放大器放大后，输出一个电平，该电平与三角波信号比拟，形成PWM脉冲波，该脉冲波在触发器输出的相位互差的方波信号控制下，周期性的加在功率输出级基极上，由功率放大后输出，当SG3525A工作在推挽输出方式时，输出信号相位互差的两路脉冲，频率为振荡频率的1/2，占空比随误差放大器输出电平的不同可在之间变化，具体还与放电电阻的大小有关。引脚8的电容称为软启动电容。当电容上的电压没有到达预定的电压时，比拟器无输出信号，防止启动开机时控制集成电路的浪涌输出，斩波输出过高的电压损坏后续负载。这个电容的容量即可改变软启动的时间，软启动的时间可按计算。引脚10为封锁端，使用时通过一个高电平封锁或非门的输出脉冲，本设计将其用于保护电路的启动端。给集成电路还有欠电压封锁电路，当引脚15的电源电压超过9.2V时，该控制器正常工作，当电源电压低于7V时，控制器将闭锁，从而关断两路输出驱动器。斩波调功控制电路如下列图3.4所示：图3.4斩波调功控制电路3.3斩波调功电路的驱动电路的设计斩波器驱动电路有很多，如HL401A,HL402A,HL403A,GH-038,EXB系列等。本次设计采用了EXB841，它是专为驱动400A，600V和高达300A，1200V的IGBT而设计的单列直插式15引脚厚膜集成电路，驱动电路的信号延迟小于。适合于在高达40KHZ的开关电路中工作，内部有故障及低速切断封锁逻辑，工作电源电压为20V，最大负载能力为25mA。芯片EXB841的管脚图如下列图3.5所示：图3.5芯片EXB841管教图EXB841驱动IGBT正常工作主要有3个工作过程：正常开通过程、正常关断过程和过流保护动作过程.14和15两脚间外加PWM控制信号，当10～15V的正向触发控制脉冲电压施加于15和14脚时，在GE两端产生约16V的IGBT开通电压；当触发控制脉冲电压撤消时，在GE两端产生约-5.1V的IGBT关断电压.过流保护动作过程是根据IGBT的CE极间电压Uce的大小判定是否过流而进行保护的，Uce由二极管V7检测.当IGBT开通时，假设发生负载短路等产生大电流的故障，Uce上升很多，会使得二极管V7截止，EXB841的6脚“悬空”，B点和C点电位开始由约6V上升，当上升至13V时，Vs1被击穿，V3导通，C4通过R7和V3放电，E点的电压逐渐下降，V6导通，从而使IGBT的GE间电压Uge下降，实现缓关断，完成EXB841对IGBT的保护.E点电位Ue为-5.1V，由EXB841内部的稳压二极管Vs2决定.作为IGBT的驱动芯片，EXB841有着很多的优点，但也存在着缺乏：

1)过流保护阈值太高：由EXB841实现过流保护的过程可知，EXB841判定过流的主要依据是6脚电压.6脚电压U6不仅和Uce有关，还和二极管V7的导通电压Ud及Ue有关，V7在0.5～0.6V时即可开通，故过流保护阈值Uceo=U6-Ud-Ue=13V-0.6V-5.1V=7.3V.通常IGBT在通过额定电流时导通压降Uce为3.5V，当Uce=Uceo=7.5V时。IGBT已严重过流，对应电流约为额定电流的2～3倍，因此应降低Uceo。

2)负偏压缺乏：EXB841为了防止较高dv/dt引起IGBT误动作设置了负栅压，实际负栅压值一般不到-5V在大功率臭氧电源等具有较大电磁干扰的全桥逆变应用中，电磁干扰使负栅压信号中存在随工作电流增大而增大的干扰尖锋脉冲，其值可超过6V，甚至到达8-9V，能导致截止的IGBT误导通，造成桥臂直通.因此，有必要适当提高负偏压实际说明，在合理布局的根底上，需采用8V左右的负偏压。

3)存在虚假过流：一般大功率IGBT的导通时间ton在1us左右。实际上，IGBT导通时尾部电压下降是较慢的，实验说明，当工作电压较高时，Uce下降至饱合导通压降约需4～5s，而过流检测的延迟时间约为2.7s。因此，在IGBT开通过程中，假设过流保护动作阈值太高，会出现虚假过流为了识别真假过流，5脚的过流故障输出信号应延时5us，以便外部保护电路对真正的过流进行保护，在EXB841完成内部软关断后再封锁外加PWM信号。

4)过流保护无自锁功能：在出现过流时，EXB841将正常的驱动信号变成一系列降幅脉冲实现IGBT的软关断，并在5脚输出故障指示信号，但不能封锁输入的PWM控制信号.因5脚输出信号无锁存功能，须在发生真正的过流时，用触发器锁定故障输出信号，用外部电路实现对系统的保护和停机。

5)软关断不可靠：检测到过流后，EXB841有较长的软关断时间，导致保护动作慢，保护效果变差。具体的用EXB841组成的斩波驱动电路如下列图3.6所示：图3.6斩波驱动电路4串联谐振型逆变电路的设计4.1串联型逆变电路原理分析感应加热电源的负载是由感应线圈和被加热的金属工件组成的。从原理上讲，感应圈相当于初级，金属工件相当于次级，次级只有一匝，且内部组成了一个环路，初级和次级间有空气隔离，所以可以认为感应圈和工件是一个空心变压器，简化为下列图4.1所示：图4.1感应圈与工件等效电路其中令,和,分别为初级，次级的电阻和电感，M为初级和次级绕组的互感系数。根据基尔霍夫定律有：(4-1)(4-2)由式〔4-2〕可得(4-3)将〔4-3〕代入〔4-1〕中可得,(4-4)令上式中,(4-5)故式〔4-4〕可以写为(4-6)功率因数为(4-7)从〔4-6〕中可以看出，感应圈和工件组成的负载可以等效为一个电阻和电感。由于不同的被加热工件,及感应圈与工件间的互感系数M不同，以及工件温度等参数的影响，这个等效负载随时会改变。如果将高频交流电源直接接在感应圈上，由式〔4-7〕可知，感应圈和工件组成的负载功率因数低，无功功率较大，会浪费大量的电能，需要采用电容补偿无功。电容的接法有两种：一是和感应圈串联，即串联谐振，二是和感应圈并联，即并联谐振负载。本次设计采用的是串联谐振负载。在正弦鼓励下的RCL电路，其两端的电压和通过的电流一般是不同向的。当φ>0时，电路为电感性；当φ<0时，电路为电容性。但在一定条件下，如果电路参数或电源选择的适合，将使X＝0或B=0，从而使电路两端的电压、电流同相，那么φ=0,电路表现为纯电阻。这种特殊现象称为谐振。处于谐振状态的电路称谐振电路。串联谐振逆变器又称为电压谐振型逆变器，其结构如下列图4.2所示：图4.2串联谐振逆变器电路为了防止逆变器上下桥臂间的直通，换流必须遵循先关断后开通的原那么，在关断与开通间必须留有足够的死区时间，所以串联谐振型逆变器的输出波形为近似方波〔4-8〕用傅立叶级数展开，输出电压可近似表示为〔4-9〕当电路工作于谐振频率附近时，串联负载振荡电路对于基波具有最小阻抗，所以负载电流接近于正弦波，高次谐波那么通过前级滤波电容和串联选频网络可以滤掉。当逆变器输出频率小于谐振频率时，负载电路呈容性，通过负载的电流超前于电压，当逆变器输出频率大于谐振频率时，负载电路呈感性，通过负载的电流滞后于电压，下列图4.1.3分别给出了容性负载和感性负载的输出波形：〔a〕容性负载〔b〕感性负载图4.3负载输出波形当串联谐振型逆变器在低端失谐状态时〔容性负载〕，它的工作波形如上图4.3〔a〕所示，在管导通，管截止时，加在负载上的电压仍为正电压时，输出电流先过零，上，下桥臂间的换流那么从上〔下〕桥臂的二极管换至下〔上〕桥臂的MOS管。由于MOS管外接的并联二极管具有较慢的反向恢复特性，使得在换流时会产生较大的开关损耗，而且在二极管反向恢复电流迅速下降至零时，会与MOS管中串联的寄生电感产生很大的感应电动势，而使MOS管受到很高电压尖峰的冲击。当串联谐振型逆变器在高端失谐状态时〔感性负载〕，它的工作波形如上图4.3〔b〕所示。由上图4.3可见，工作于感性负载状态时，输出电流的相位滞后电压相位，其换流过程是这样进行的，当上〔下〕桥臂的MOS管关断后，负载电流换至下〔上〕桥臂的反并联二极管中，在滞后一个死区时间后，下〔上〕桥臂的MOS管加上开通脉冲等待电流自然过零后从二极管换至同桥臂的MOS管。由于MOS管中的电流是从零开始上升的，因而根本实现了零电流开通，其开通损耗很小。另外MOS管关断时电流尚未过零，此时仍存在一定的关断损耗，但是由于MOS管的关断时间很短，预留的死区时间很长，并且因死区而必需的功率因数角并不大，所以适当地控制逆变器的工作频率，使之稍微高于负载电路的谐振频率，就可以使上〔下〕桥臂的MOS管向下〔上〕桥臂的反并联二极管换流，其瞬间电流也是很小的，即MOS管关断和反并联二极管开通是在小电流下发生的，这样也限制了器件的关断损耗。从上述分析可知，串联逆变器工作在适当的工作方式下，即工作频率等于或稍微高于固有谐振频率时，开关损耗很小，同时也降低了反向并联二极管反向恢复时间的严格要求。4.2逆变电路器件选型及参数计算本次设计决定采用开关器件MOSFET，由前面可知，加在逆变器电路两端的电压最大值为，经逆变器变换后，给串联电路的输入电压为一个近似方波，将方波展开可以表示为下式4.2.1。基波分量电压有效值为(4-10)当谐振时，其余高次谐波的阻抗较大，它们的输出功率可以忽略不计，整个逆变器的输出功率可以认为是基波分量的功率，同时前面分析过串联谐振型感应加热电源应工作在谐振或准谐振小感性状态下，故有〔4-11〕加在串联负载上的有效值为(4-12)式中，，等为各次谐波的有效值。从而(4-13)令，，,得根据上面的计算，决定选用IRFP460功率场效应管。它的参数如下所示：漏极—源极击穿电压,连续的漏极电流，静态漏极—源极导通电阻，峰值二极管恢复时间，栅极门限电压,总栅电荷，栅极—源极电荷，栅—漏电荷，导通延迟时间，上升时间，截止延迟时间，下降时间，输入电容，连续源极电流，反向恢复时间，反向恢复电荷。根据上面的计算可知，必须选用4个IRFP460并联使用作为一个桥臂，才能满足功率输出的要求。为了问题描述的方便、简洁，下面但凡涉及逆变器的功率开关器件的图和文字描述，都以单个功率MOSFET来代替或说明。4.3逆变器的驱动电路及缓冲电路设计功率MOSFET的栅极输入端相当于一个容性网络，它的工作速度与驱动源内阻抗有关。理想的栅极驱动电路的等效电路如下图，由于Ciss的存在，静态时栅极驱动电流几乎为零，但在开通和关断动态过程中，仍需要一定的驱动电流。MOSFET对驱动电路通常要求:触发脉冲具有足够快的上升和下降速度;②开通时以低电阻为栅极电容充电，关断时为栅极提供低电阻放电回路，以提高功率MOSFET的开关速度;③为了使功率MOSFET可靠触发导通，触发脉冲电压应高于管子的开启电压，为了防止误导通，在其截止时应提供足够负的反向栅源电压;④功率开关管开关时所需驱动电流为栅极电容的充放电电流，功率管极间电容越大，所需电流越大，即带负载能力越大。MOSFET的驱动电路有许多种，下面比拟几种常用的驱动电路。直接驱动电路

比拟简单可靠的驱动方式是按下列图4.4所示的集电极开路的TTL与功率MOSFET连接驱动图。这种方式可以产生足够高的栅压使器件充分导通，并保证较高的关断速度。由于外接负载电阻RL须有一定大小，以限制TTL的低电平输出晶体管的功率耗散，因而这种驱动方式的开通速度不够高。图4.4用TTL驱动功率场效应管的电路图隔离驱动电路

通常隔离驱动电路按隔离方式根本上可分为光耦隔离驱动电路和脉冲变压器隔离驱动电路两类。由于光耦本身特性的限制，其工作频率最高只有40kHz左右，在高频场合的应用受到限制。隔离驱动电路的缺点是需要增加辅助电源，有的还要正负极性的电源，这就使得电路复杂，本钱增加。图4.5变压器驱动电路〔一〕图4.5所示的驱动电路，虽然电路简单，不需辅助电源，但是由于变压器的工作特点，驱动信号占空比很大时会导致加在MOSFET栅极的负向脉冲幅值很大，容易损坏管子。而占空比很小时栅极的负向电压很低，而且只能维持很短的时间，不能保证可靠关断。栅射之间并联的稳压管能限制电压，但是将会对信号的边沿产生影响。图4.6变压器驱动电路〔二〕图4.6所示电路虽然能够提供可靠的关断负压，但是仍然存在驱动信号边沿不陡的问题，限制了驱动频率。由于上面几种驱动电路都不能满足要求，本次设计决定采用美国国际整流器〔IR〕公司生产的IR2110驱动电路。IR2110芯片的管脚图如下列图4.7所示：图4.7IR2110管脚图在IR2110芯片管脚图里面，其中HIN，LIN为上下两个通道的输入信号，SD为保护信号的输入端，高电平时将封锁HIN,LIN的输入，和为输入级电源端，,和为驱动上通道〔即逆变器的上桥臂或高端，下同〕，，和COM为驱动下通道〔即下桥臂或低端，下同〕。该芯片它的主要构成有三个独立的施密特触发器，两个RS触发器，两个电平转换器，一个脉冲放大环节，一个脉冲滤波环节，一个高压电平转换网络及两个或非门，6个MOS场效应晶体管，一个具有反相输出的与非门，一个反相器和一个逻辑网络。IR2110的主要特点是：本身功耗极低。能对输入的两个通道信号之间产生适宜的死区时间，防止逆变器上下桥臂同时导通而发生直流电源直通短路的危险。采用了CMOS技术，使它具有典型的开通延时时间为120ns，关断延时时间为94ns，因而决定了IR2110可以实现工作在高达1MHZ的栅极驱动频率。具有最大为2A的驱动电流。输入级能与CMOS或TTL电平兼容，电路具有欠电压保护等功能。本次设计采用的具体的驱动电路如下列图4.3.5所示，电路中使用一个电源，接线时的HIN,LIN分别和的LIN,HIN接在一起，驱动信号来自逆变器控制电路。充电二极管,要选用快恢复二极管，其耐压能力必须大于高压母线的峰值电压，基于上面的要求，选择了ERA32—10,根本参数如下：反向重复峰值电压，正向平均电流，涌浪电流,正向压降,反向电流,反向恢复时间。自举电容、的耐压值不得低于欠电压封锁临界值，容量主要由下式〔4-14〕决定：(4-14)式中，为逆变器上桥臂通道的静态电流，为逆变器上桥臂通道功率器件的每周期导通时间，为逻辑局部的电源电压。对于工作在100KHZ的逆变器，根据式〔4-14〕可取，为即可满足要求。由于栅极驱动电阻的大小与负向过冲电压，关断时间有关系，当电阻小时过压较大，但关断时间延迟，增加了功率开关器件的功耗。本次设计选择了的金属膜电阻。具体的驱动电路图如下列图所示：图4.8IR2110组成的驱动电路缓冲电路的设计：与前面斩波调功电路的缓冲电路一样，考虑到布线工艺等带来的电感，决定采用在功率器件上并联金属化无感电容，电容参数为：,耐压为1200V。4.4串联谐振逆变器控制电路设计根据前面所述感应加热负载特性，加热工艺要求可知，不管何种电源必须采用跟踪的方式进行逆变器的控制。锁相环的原理：锁相环是一个相位反应控制系统，其特点是实现对输入信号频率和相位的自动跟踪。锁相环电路主要由三个局部组成：鉴相器〔又称相位比拟器，PD〕、环路滤波器〔LPF〕和压控振荡器〔VCO〕。鉴相器是将两个信号之间的相位进行比拟，通常可以采用模拟乘法器或异或们来完成，环路滤波器是低通滤波器，它的时间常数决定了跟随输入信号的速度，同时也限制了锁相环的捕捉范围，VCO是一个输出频率与输入电压呈正比的信号发生器，从环路滤波器中输出的低频信号电压去控制压控振荡器的频率变化，使输入与输出信号频率之差不断减少直到这个差值为零时锁定，实现频率跟踪。本设计采用锁相环集成电路CD4046来完成频率跟踪和控制。CD4046的管脚图如下列图4.9所示：图4.9CD4046的管脚图它是一中低频多功能单片数字集成锁相环集成电路，最高工作频率为1MHZ，电源电压为，当输出频率为10KHZ时，功耗仅为。CD4046包含了两个相位比拟器〔鉴相器〕，一个压控振荡器及两个附加局部，即输入信号源极跟随器和稳压管，比拟器有两个共同输入信号端〔3脚和14脚〕，“信号输入”既可以与大信号直接匹配，又以间接地通过串联电容接入小信号。自偏置电路可在放大器的线性区域调整小电压信号。相位比拟器1是异或门，产生一个数字信号〔2脚〕，并在“信号输入”与“相位比拟器输入”信号之间的中心频率处维持相移〔要求输入信号占空比为50%〕。相位比拟器2由逻辑门控制的4个边沿触发器和三态输出电路组成，产生数字误差信号〔13脚〕和相位脉冲输出〔1脚〕，并在“信号输入”与“相位比拟器输入”信号之间保持严格同步，产生很小相移〔与占空比无关〕。所以本设计采用相位比拟器2。线性VCO〔4脚〕产生一个输出信号，其频率与VCO输入的电压及连接到引出端的电容C值及和的阻值有关。并且输出频率范围满足以下公式：(4-15)〔4-16〕具体的锁相环逆变器控制电路如下列图4.10所示：图4.10锁相环逆变器控制电路该电路的工作原理是：从霍尔电流传感器来的信号分成两路，一路到功率测量显示电路，另一路去，组成的相位校正电路，然后输出经LM393变成方波信号，由CD4046的14脚进入第二个相位检测器。第二个相位检测器另一路比拟信号来自压控振荡器〔VCO〕的输出信号由4脚输出，经过二分频，再经过整形后得到的矩形脉冲信号，此信号加到的3脚，在第二个相位检测器中进行相位比拟，形成误差信号,这个误差信号是与加至负载上的电压与流过负载的电流的相位差有关。假设负载回路固有的谐振频率与输入信号的频率偏离越大，那么这个误差信号就越大，这个误差信号经过环行滤波器〔LPF〕，滤除高频成分，得到一个控制电压加至VCO上，使VCO的频率经过二分频后朝着负载固有频率的方向变化。最后到达VCO的频率锁定，在频率锁定之后，再到达相位锁定。当跟踪锁定以后，负载形成串联谐振，使负载得到的功率最大。由VCO输出的信号经过二分频，整形且倒相形成两路信号分别去控制逆变器的驱动电路。5保护电路的设计保护电路主要是对电路起保护作用，当电路工作产生异常时，能及时切断电源，防止电路中电器元件的损坏。当然保护电路在感应加热电路中也是很重要的，一个非常好的产品应该有完善的保护电路。本次设计制作了以下保护电路：过压保护电路、桥臂过流保护电路、缺冷却水保护和瞬态过压保护。5.1过压保护过压保护主要指当输入的电压超过预定的值，让斩波电路不工作，以防止逆变器等后续电路受到破坏。具体的电路图如下列图5.1所示：图5.1过压保护电路过压保护电路的设计原理是：电路的接整流电路的输出端，通过,和的采样后，与基准稳压源LM336—5.0的5V基准电压在LM339进行比拟，当电网电压超过某一值时，运放的输出端为高电平，驱动光电耦合器的二极管，从而使施密特反相器的输出为高电平，启动SG3525A的10脚，封锁斩波驱动信号。要注意的是图中以光耦为界左右的直流电源要单独供电。本次设计保护动作电网电压为240V。和用于滤去干扰信号。LED1为过压状态显示。5.2桥臂过流保护桥臂过流保护电路主要完成逆变器上功率开关器件过流保护，特别是当上下桥臂出现直通，有较大环流时，及时切断电源的供应，封锁斩波器驱动脉冲，到达保护后续电路的要求。本设计采用两个霍尔电流传感器分别装在下桥臂的4个P—MOSFET的源极连接线上，采用比拟电路就可以完成任务。5.3缺冷却水保护冷却水是感应加热电源必须的，它主要是冷却功率开关器件，高频隔离变压器，整流桥，斩波器功率器件，感应圈等。为防止过高的温度，利于设备长期稳定运行，必须制作缺冷却水保护。本次设计制作一个带传感器的缺水检测与保护电路来完成。具体的缺冷却水保护电路如下列图5.2所示：图5.2缺水检测与保护电路缺水检测与保护电路的原理是：图中将两个金属探针插入垂直的软管中，当无水时探针间电阻大，比拟器输出为高电平，LED2显示缺水，同时启动SG3525A的10脚，封锁斩波输出脉冲。安装时探针间距离要适宜，防止水珠黏贴连在探针间造成有水假象。5.4瞬态过压保护瞬态过压保护可以防止雷击等突发性供电问题。一般可以采用气体放电管，碳化硅避雷器，氧化锌压敏电阻器〔MOV〕瞬态抑制器〔TVS〕和双向瞬态过压保护器〔SIDACtor〕等，它们最重要的参数为响应速度。产品设计时考虑价格因素本次设计决定选用MOV，安装在保险管和整流桥间。6测量与显示电路在设计过程中为了验证电路实际工作是否和理想的工作状态一样，需要对电路工作的电流，电压进行检测。在测量交变电流的大电流时,为便于二次仪表测量需要转换为比拟统一的电流〔我国规定电流互感器的二次额定为5A或1A〕，另外线路上的电压都比拟高如直接测量是非常危险的。电流互感器就起到变流和电气隔离作用。它是电力系统中测量仪表、继电保护等二次设备获取电气一次回路电流信息的传感器，电流互感器将高电流按比例转换成低电流，电流互感器一次侧接在一次系统，二次侧接测量仪表、继电保护等。下列图6.1为电流采样电路：图6.1电流采样电路该电路可以测量输出电流有效值，将模拟量全部转换成数字量传给单片机89C51处理。根据需要显示的内容由单片机控制液晶显示。电压检测电路和电流检测差不多，采用的是电压互感器。由于设计的是感应加热电源，那么电路就应该是出于谐振状态，而电路是否出于谐振状态时，主要是看电路工作的频率，为了看电路实际工作的频率是否和理论的谐振频率相同，我们需要测出电路工作的频率，并把它显示在液晶显示屏上。使用单片机测量频率或周期，通常是利用单片机的定时计数器来完成的，测量的根本方法和原理有两种：测频法：在限定的时间内〔如1秒钟〕检测脉冲的个数。测周法：测试限定的脉冲个数之间的时间。这两种方法尽管原理是相同的，但在实际使用时，需要根据待测频率的范围、系统的时钟周期、计数器的长度、以及所要求的测量精度等因素进行全面和具体的考虑，寻找和设计出适合具体要求的测量方法。在具体频率的测量中，需要考虑和注意的因素有以下几点。〔1〕系统的时钟。首先测量频率的系统时钟本身精度要高，因为不管是限定测量时间还是测量限定脉冲个数的周期，其根本的时间基准是系统本身时钟产生的。其次是系统时钟的频率值，因为系统时钟频率越高，能够实现频率测量的精度也越高。因此使用51单片机测量频率时，要用由外部晶体组成的系统的振荡电路，不使用其内部的RC振荡源，同时尽量使用频率比拟高的系统时钟。所使用定时计数器的位数。测量频率要使用定时计数器，定时计数器的位数越长，可以产生的限定时间越长，或在限定时间里记录的脉冲个数越多，因此也提高了频率测量的精度。所以对频率测量精度有一定要求时，尽量采用16位的定时计数器。〔2〕被测频率的范围。频率测量需要根据被测频率的范围选择测量的方式。当被测频率的范围比拟低时，最好采用测周期的方法测量频率。而被测频率比拟高时，使用测频法比拟适宜。需要注意的是，被测频率的最高值一般不能超过测频MCU系统时钟频率的1/2，因为当被测频率高于MCU时钟1/2后，MCU往往不能正确检测被测脉冲的电平变化了。除了以上因素外，还要考虑频率测量的频度〔每秒内测量的次数〕，如何与系统中其它任务处理之间的协调工作等。频率测量精度要求高时，还应该考虑其它中断以及中断响应时间的影响，甚至需要在软件中考虑采用屡次测量取平均的算法等。下列图6.2为具体的频率测量电路：图6.2频率测量电路本次设计显示局部产用的是1602液晶，下列图为1602液晶的管脚图：图6.31602液晶管脚图1602液晶的具体操作方法见下：1602液晶模块内部的字符发生存储器〔CGROM)已经存储了160个不同的点阵字符图形，这些字符有：阿拉伯数字、英文字母的大小写、常用的符号、和日文假名等，每一个字符都有一个固定的代码，比方大写的英文字母“A”的代码是01000001B〔41H〕，显示时模块把地址41H中的点阵字符图形显示出来，我们就能看到字母“A”。因为1602识别的是ASCII码，试验可以用ASCII码直接赋值，在单片机编程中还可以用字符型常量或变量赋值，如'A’。以下是1602的具体操作指令：1602通过D0~D7的8位数据端传输数据和指令。显示模式设置：(初始化)00110000[0x38]设置16×2显示，5×7点阵，8位数据接口；显示开关及光标设置：(初始化)00001DCBD显示(1有效)、C光标显示(1有效)、B光标闪烁(1有效)000001NSN=1(读或写一个字符后地址指针加1&光标加1)，N=0(读或写一个字符后地址指针减1&光标减1)，S=1且N=1(当写一个字符后，整屏显示左移)s=0当写一个字符后，整屏显示不移动数据指针设置：数据首地址为80H，所以数据地址为80H+地址码(0-27H，40-67H)其他设置：01H(显示清屏，数据指针=0，所有显示=0)；02H(显示回车，数据指针=0)。通常推荐的初始化过程：延时15ms写指令38H延时5ms写指令38H延时5ms写指令38H延时5ms〔以上都不检测忙信号〕〔以下都要检测忙信号〕写指令38H写指令08H关闭显示写指令01H显示清屏写指令06H光标移动设置写指令0cH显示开及光标设置本次设计采用的A/D转换器为ADC0809,ADC0809是8位逐次逼近型A/D转换器。它由一个8路模拟开关、一个地址锁存译码器、一个A/D转换器和一个三态输出锁存器组成〔具体管脚图见下列图6.4〕。多路开关可选通8个模拟通道，允许8路模拟量分时输入，共用A/D转换器进行转换。三态输出锁器用于锁存A/D转换完的数字量，当OE端为高电平时，才可以从三态输出锁存器取走转换完的数据。ADC0809的工作原理见下文。图6.4ADC0809管脚图IN0－IN7：8条模拟量输入通道

ADC0809对输入模拟量要求：信号单极性，电压范围是0－5V，假设信号太小，必须进行放大；输入的模拟量在转换过程中应该保持不变，如假设模拟量变化太快，那么需在输入前增加采样保持电路。地址输入和控制线：4条ALE为地址锁存允许输入线，高电平有效。当ALE线为高电平时，地址锁存与译码器将A，B，C三条地址线的地址信号进行锁存，经译码后被选中的通道的模拟量进转换器进行转换。A，B和C为地址输入线，用于选通IN0－IN7上的一路模拟量输入。通道选择表如下表所示。

CBA选择的通道

000IN0

001IN1

010IN2

011IN3

100IN4

101IN5

110IN6

111IN7

数字量输出及控制线：11条

ST为转换启动信号。当ST上跳沿时，所有内部存放器清零；下跳沿时，开始进行A/D转换；在转换期间，ST应保持低电平。EOC为转换结束信号。当EOC为高电平时，说明转换结束；否那么，说明正在进行A/D转换。OE为输出允许信号，用于控制三条输出锁存器向单片机输出转换得到的数据。OE＝1，输出转换得到的数据；OE＝0，输出数据线呈高阻状态。D7－D0为数字量输出线。CLK为时钟输入信号线。因ADC0809的内部没有时钟电路，所需时钟信号必须由外界提供，通常使用频率为500KHZ，VREF〔＋〕，VREF〔－〕为参考电压输入。采样显示的工作原理是：开始进行通道的选择，然后启动A/D转换，当转换完后会产生中断信号，单片时机进行读数据，然后单片机控制液晶将数据显示在液晶上。具体的单片机控制液晶显示的电路图如下列图6.5所示：图6.5单片机控制液晶显示电路图在上述硬件局部设计完成后，开始进行软件设计，软件设计主要包括两个局部，一个是采样局部，一个是液晶显示局部，这个我们可以设置两个变量，电压和电流，即为互感器那里采样来的电压和电流，开始进行通道的选择，通道选好后选地址，然后开始转换，转换后判断是否结束，转换结束后会产生一个中断，这时单片机就会读取结果，然后就可以控制液晶显示，第一步写命令，状态，数据存放器的地址，然后将转换后的数据开始写入液晶显示器，并且进行延时，写数据进去的时候需要检测液晶是否正在忙，当他忙的时候就不停的检测，直到空闲为止，然后写命令函数，数据函数，确定显示位置，然后确定显示的模式。流程图见下列图6.6所示：图6.6单片机采样显示流程图具体的单片机采样显示程序见附录二所示。结束语我怕这次的毕业设计做的是大功率高频率感应加热电源的设计，刚拿到这个题目时，感觉无从下手，不知道怎么开始，于是就只有跟着指导老师一步一步的走，开始查阅文献，进行文献检索，在进行外文文献翻译的过程中，由于英语不是很好，所以刚开始翻译的时候不是很准确，容易出笑话，后面听从老师的建议，开始学习专业词汇，翻译的时候先把整篇文章的意思弄懂然后再进行翻译感觉容易多了。文献翻译完后，知道了自己毕业设计具体要涉及的东西，知道了感应加热电源的原理，知道里面要用到交流到直流，直流到直流以及直流到交流的变换这一过程。从交流到直流这一过程叫整流这个原来学过，但是具体到二极管的选型要用到的参数计算不是很了解，于是就开始查阅各种电器元器件的选择的书籍，后来就知道了怎么根据题目给的参数去选择二极管。整流后需要进行直流到直流变换，即对直流电压可以控制，这里我们学到的斩波有降压斩波，升压斩波以及降压—升压斩波等多种直流到直流变换，由于刚整流出来的电压大概为286V，而加在逆变器上的电压大概为240V，于是设计时选择了降压斩波，降压斩波过程中又选择的是IGBT，所以需要对IGBT管设计驱动电路和控制电路，驱动电路选择的是EXB841控制芯片，专门驱动大功率IGBT管，而控制电路我们既可以用单片机控制又可以用专门的控制芯片来控制，由于后面还要用到单片机进行采样显示，并且用专门的PWM控制芯片来控制也相对简单，而专门的PWM控制芯片也有许多，例如SG3525A，TL494等，通过对这两个芯片的比拟，后来选择了用SG3525A来进行控制。具体这个芯片怎样去控制，还不是很清楚，于是就开始去查这个芯片的资料以及它的用法，慢慢就把斩波这一块电路设计出来了，斩波后得到了一个相对稳定的直流电压值240V，而进行感应加热的是交流电流，所以电路还需要进行逆变，逆变用的是MOSFET开关管，MOSFET同IGBT一样也需要设计驱动电路和控制电路，驱动电路有直接驱动，变压器隔离驱动，专门芯片驱动等，而直接驱动和变压器隔离驱动与专门芯片驱动相比具有明显的缺点，于是决定采用，美国生产的IR2110芯片来驱动，具体的控制电路主要是控制负载中的频率等于谐振频率或者使电路略呈感性，使电路工作在谐振状态，这样才会输出最大功率，控制电路采用锁相环控制电路，锁相环控制电路实际就是一个闭环控制，使频率为一固定值，这个锁相环控制电路的控制芯片采用CD4046，当一个电路设计好后，需要对其设计保护电路，不然当系统工作出现故障时，如果系统不及时的采取措施的话会烧坏电路中的电器元件，保护电路一般包括过压、过流保护、瞬时过压保护，由于这次设计的是感应加热电源，所以还需要设计缺冷却水保护，当保护电路设计好后需要对电路中的具体工作电压，电流指标进行采样，采样后经A/D转换经过单片机控制使其显示在液晶显示屏上。以上就是具体的设计过程。通过这次毕业设计使我对大学四年学过的专业课有了个系统的认识，原来零零散散的知识也相对联系起来了，同时知道在实际应用中书本上学到的东西是远远不够的，我们必须学会查找资料，学会怎样运用查到的资料，我觉得这是很重要的，还有在设计时遇到不懂的地方要学会请教老师或同学，只有这样你才会把不懂的地方弄懂，才会更好的运用。总之，对我而言，知识上的收获重要，精神上的丰收更加可喜。让我知道了学无止境的道理。我们每一个人永远不能满足于现有的成就，人生就像在爬山，一座山峰的后面还有更高的山峰在等着你。挫折是一份财富，经历是一份拥有。这次毕业设计必将成为我人生旅途上一个非常美好的回忆！当然这次毕业设计还有许多可以改良的地方，

我们在设计的过程中可以多去电子市场，通过比拟也许可以采用性价比更高的芯片或者电路，有条件的话可以做实物，这样设计出来的东西可以说是真的把理论用于实践，具有很大的信服力。致谢经过一个学期的查阅资料和动手设计，毕业设计差不多设计完了，在这里首先要感谢我的指导老师杨胤铎老师，杨老师知识渊博，经验丰富，对我做的毕业设计给予了极大的帮助，总是在我不懂的地方给我建议和讲解，让我克服了许多知识上和经验上的缺乏。还有在设计过程中也得到了许多其他老师和同学的帮助，他们给我指出了许多错误，让我在设计过程中少走许多歪路，同时还要感谢那些被我引用为文献的作者，对我的毕业设计许多参考的价值。最后，再次衷心的谢谢我的指导老师杨胤铎老师！参考文献[1]王水平.开关稳压电源—原理、设计与实用电路[M].西安：西安电子科技大学出版社，1999.

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