第3章 信源编码

第3章信源编码3.1信源编码概述3.2脉冲编码调制（PCM）3.4自适应差分脉冲编码调制（ADPCM）3.3增量调制（ΔM）本章内容小结学习要点信源与信源编码的基本概念抽样与抽样定理均匀量化与非均匀量化PCM编码增量调制自适应差分脉冲编码调制学习重点信源编码的概念低通信号的抽样及已抽样信号的频谱特点量化特性和量化信噪比的简单计算PCM编码的原理及编码信号的码率和带宽A律13折线编译码方法、译码输出和量化误差的相关计算增量调制的工作原理3.1信源编码概述3.1.1信源与信源编码3.1.2模拟信号数字化传输方法概要3.1.1信源与信源编码在电信系统，信源输出的信号必须是电信号，这里的信源实际上是一个信号源（电信号源）或者其中必定有将原始消息转换为电信号的转换部件（如话筒）。不同的信源有不同的特性，如统计特性、频谱特性及功率特性，这就要求不同的传输系统和信道来适应它。本书只讨论语音信源发出的信号。1．关于信源随着技术的发展，数字通信的优越性越来越明显，这就需要越来越多的数字信源。如何把模拟信源转换成数字信源，这就要依靠信源编码器来完成。2．信源编码信源编码是把信源发出的信息转换成数字形式的信息序列，主要包括模—数转换（A/D变换）和压缩处理，然后再进行一定形式的编码处理。信源编码的目的是能更加有效地传输、存储信息，编码后尽可能减少所需信息的损失，提高编码后携带信息的效率。要实现模拟信号数字化传输与交换，首要的任务就是将模拟信号变成数字信号。语音信号的编码称为语音编码，图像信号的编码称为图像编码。二者虽然各自特点不同，但编码原理基本上是一致的。电话业务是最早发展起来的，到目前为止在通信中仍然有最大的业务量，所以语音编码在模拟信号编码中占有重要的地位。3.1.2模拟信号数字化传输方法概要本章以语音编码为例，介绍模拟信号数字化的原理及技术。根据语音信号的特征，把语音编码方法分为两类。1．波形编码波形编码是直接对信号的波形进行编码，数码率在16kbit/s～64kbit/s范围内，具有较高的重建信号的质量。2．参量编码（声编码）参量编码是利用信号处理技术，提取语音信号的一些特征参量，对其进行编码。参量编码的特点是码速率低，一般在16kbit/s以下，最低可到1kbit/s的数量级，但重建信号的质量较波形编码差一些。由于波形编码质量较高，尤其在300～3

400Hz的话路中，传输各种模拟信号（如语音信号、模拟的数据信号、传真信号等）在数字化后，仍能保持原来的质量容限，因而得到了广泛的应用。语音信号的波形编码方法有很多，如脉冲编码调制（PCM）、自适应差值脉冲编码调制（ADPCM）、自适应增量编码（M）、子带编码（SBC）、矢量编码（VQC）等。本章以语音编码为例，介绍模拟信号数字化的脉冲编码调制（PCM）的基本原理。3.2脉冲编码调制（PCM）3.2.1脉冲编码调制概述3.2.2信号的抽样3.2.3量化3.2.4编码和译码随着微电子技术的发展和计算机的应用和普及，数字传输特别是以PCM为代表的脉冲编码调制技术极受重视。

PCM具有抗干扰能力强、失真小、传输特性稳定、远距离再生中继时噪声不积累等优点，而且可以采用有效编码、纠错编码和保密编码来提高通信系统的有效性、可靠性和保密性。由于PCM可以把各种消息（声音、图像和数据等）都变成数字信号进行传输，可以实现传输和交换一体化的综合通信方式，而且还可以实现数据传输与数据处理一体化的综合信息处理。因此，在数字微波通信、卫星通信、光纤通信等中获得了极为广泛的应用。脉冲编码调制（PCM）是把模拟信号变换为数字信号的一种调制方式。

PCM过程主要由抽样、量化和编码3个步骤组成。抽样是把时间上连续的模拟信号转换成时间上离散的样值信号，量化是把幅度上连续的模拟信号转换成幅度上离散的量化信号，编码是把时间上离散且幅度上离散的量化信号用一个二进制码组表示。3.2.1脉冲编码调制概述电话信号的PCM码组是由8位码组成的，一个码组表示一个量化后的样值。从调制的角度看，PCM编码过程对应于以模拟信号为调制信号，以二进制脉冲序列为载波，通过调制改变脉冲序列中码元的取值这一调制过程。因此，PCM被称为脉冲编码调制。图3-1PCM通信系统将时间上连续的模拟信号处理成时间上离散的样值信号，这一过程称为抽样（或采样）。图3-2所示给出了一个模拟信号经过抽样变成抽样脉冲的波形图，其中x(t)为模拟信号，Ts为抽样脉冲的周期，fs

=

1/Ts为抽样频率，T(t)是抽样脉冲，抽样值是等间隔的（或均匀的），抽样后的信号幅度随模拟信号变化而变化。3.2.2信号的抽样图3-2抽样的物理过程实现抽样方法很简单，一般只需用相乘器即可。抽样定理在通信系统、信息传输理论方面占有十分重要的地位，尤其是数字通信系统就以此定理作为理论基础。抽样定理要回答的根本问题是如何从抽样信号中恢复原始模拟信号（或信号的重建），以及在什么样的条件下才可以无失真地完成这种恢复作用。设信号的频率范围是f0～fm，带宽B

=

fm−f0。若f0＜B，称这种信号为低通信号，例如语音信号；若f0＞B，称这种信号为带通信号，例如载波60路群信号（频率范围是312～552Hz）就属于带通信号。下面分别讨论这两种信号的抽样定理。1．低通信号的抽样（1）低通信号抽样定理低通信号抽样定理：一个限带为fs内的连续信号x(t)，若抽样频率fs≥2fm，则可以由样值序列{x(nTs)}无失真地重建原始信号。抽样定理告诉我们：由至少等于信号波形最高频率的两倍的速率进行瞬时抽样构成一个带限信号，这意味着对于信号的最高频率分量至少在一个周期内要取两个样值。通常将满足抽样定理的最低抽样频率fs称为奈奎斯特（Nyquist）频率，最大抽样间隔Ts称为奈奎斯特间隔，最小速率s=2/Ts称为奈奎斯特速率。带限信号可用其离散的样值精确地恢复，这在信号理论中具有很大的价值。例如，将信号波形的抽样值变换为具有有限位的数字代码实现数字化，因而能被计算机或其他数字电路处理，也可以将多个信号的抽样值在时间上相互穿插实现多路复用等。利用傅里叶变换的基本性质，可说明抽样定理，如图3-3所示。图3-3抽样定理全过程的波形和频谱图3-2所示中，T(t)是一个理想的单位冲激函数序列，其表达式为其中，Ts为脉冲周期。抽样信号xs(t)即为T(t)的频谱也是由一系列单位冲激函数组成，即根据频域卷积定理，抽样信号xs(t)的频域表达式为即上式说明：抽样信号的频谱除了原信号的频谱X()以外，在s的整数倍处（）存在X()的复制频谱。这说明样值信号的频率成分增多了，但样值信号中含有原始信号的信息。抽样处理后不仅便于量化、编码，同时又对信号进行了时域压缩，为时分复用创造了条件。只要，X()就周期性地重复，周期性频谱不会混叠，这样抽样信号xs(t)包含了信号x(t)的全部信息。若使抽样信号通过一个低通滤波器（截频为fm），只允许低于m的频率分量通过，而将更高的频率分量滤除，就能从Xs()中无失真地恢复出原始信号X()。（2）信号的重建重建信号的时域表达式称为内插公式，内插公式说明了一个时间上的连续信号可以展开成Sa函数的无穷级数，级数的系数等于抽样值x(nTs)。另外，它的几何意义是以每个抽样值为峰值画一个Sa函数的波形，则合成的波形就是x(t)。2．带通信号的抽样必须注意，上述抽样定理是在假设信号为低通信号的条件下得到的。实际中遇到的许多信号，其带宽是在f0～fm的带通信号。若仍按照低通信号抽样定理对带通信号进行抽样，将会出现什么情况？结果，抽样信号的频谱中会有大段的频谱空隙得不到利用，将降低信道的利用率。可以证明，对带通信号进行抽样，可以使用比信号最高频率的两倍还低的抽样频率。一般来说，带通信号的抽样频率在2B～4B变动。将带通抽样信号的频谱画出，可以帮助我们理解带通信号抽样定理。下面分两种情况加以讨论。（1）带通信号的最高频率是带宽的整数倍（fm=nB）图3-6fH=NB时带通信号的抽样频谱（2）带通信号的最高频率不是带宽的整数倍（fm=nB+mB）图3-7fm≠NB时带通信号的抽样频谱在实际中应用广泛的窄带（带宽为B）高频信号，其抽样频率近似为2B。图3-8f0与fs的关系图

通过上面的讨论可知，低通信号抽样比带通信号抽样简单。

实际应用中，对语音信号的抽样如何选取抽样频率呢？我们知道，模拟电话信号经限带后的频率范围是300～3

400Hz，若按低通信号处理，抽样频率的理论值应是6

800Hz。

由于解调时不可能使用理想的低通滤波器，而实际的滤波器均有一定宽度的过渡带，又由于抽样前的限带滤波器也可能对3

400Hz以上的频率分量做不到完全抑制，所以对语音信号的抽样频率取8

000Hz。这样，在抽样信号的频谱之间就可以形成一定间隔的“防护带（或保护频带）”ΔB，既防止了频谱的混叠，又放宽了对低通滤波器的要求，如图3-9所示。图3-9模拟电话（300～3400Hz）抽样信号的频谱3．从自然抽样到平顶抽样前面介绍的抽样是利用理想的冲激脉冲序列T(t)，这种抽样称为理想抽样。由于实际无法得到冲激脉冲序列，所以实际抽样电路中的抽样脉冲都是具有一定的持续时间。

这样，已抽样信号在脉冲持续时间内其顶部就会有某种形状。

采用这种脉冲进行的抽样称为自然抽样，自然抽样的波形如图3-10所示。图3-10自然抽样自然抽样是很容易实现的。

由于要对抽样后的样值进行编码，在编码期间要求样值必须是恒定不变的。

在抽样脉冲期间幅度保持不变的抽样称为平顶抽样，平顶抽样的过程及频谱如图3-11所示。

平顶抽样所得的每一抽样脉冲的幅度正比于瞬时抽样值，但其形状都相同。

图中，首先将x(t)与T(t)相乘，形成理想抽样信号，然后再通过一个脉冲形成电路，其输出即为所需的平顶抽样信号xsf(t)。图3-11平顶抽样过程图3-12由平顶抽样信号恢复x(t)的原理图模拟信号进行抽样后，其抽样值虽然在时间上是离散的，但其幅度仍然可以取无限多个值，也就是说，抽样信号还是属于模拟信号，不能直接用来编码。因此，抽样值必须被划分成有限个离散电平，对抽样信号幅度进行离散化处理的方法称为量化，离散电平称为量化电平。3.2.3量化图3-13量化示意图量化的物理过程如图3-13所示。图中，x(t)是模拟信号，xq(t)表示量化信号样值，第n个抽样值为x(nTs)；m1～mQ表示Q个电平（图中Q=7），它们是预先规定好的；相邻电平间的距离称为量化间隔，用“Δ”表示，xi表示第i个量化电平的终点电平，那么量化电平应该是例如，图中t

=

4Ts时的抽样值x(4Ts)在x5和x6之间，此时按规定的量化值为m6。从图中不难看出，量化器输出的xq(t)是一阶梯信号，它是用Q个电平取代抽样值的一种近似，这种近似就是量化原则。量化电平数越大，xq(t)就越接近x(t)。

x(nTs)与xq(nTs)的误差称为量化误差，根据量化原则，量化误差不超过/2，而量化级数目越多，值越小，量化误差就越小。量化误差一旦形成，接收端无法去掉，它与传输距离、转发次数无关，所以也称为量化噪声，在电子通信系统中的量化噪声表现为一些沙沙声。

1．均匀量化量化间隔相等的量化称为均匀量化。在均匀量化中，每个量化区间的量化电平平均取在各区间的中点，如图3-13中的mi。量化间隔Δ取决于输入信号的变化范围和量化电平数。当信号的变化范围和量化电平数确定后，量化间隔也被确定。例如，假设输入信号的最小值和最大值分别用a和b表示，量化电平数为N，则均匀量化的量化间隔为2．非均匀量化非均匀量化是根据信号的不同区间来确定量化间隔的。对小信号用较小的量化间隔，以减小噪声功率提高信噪比；而对大信号时用较大的量化间隔。这样一来，就能在较宽的信号动态范围内均满足对信噪比的要求。实际中，非均匀量化的实现方法通常是将抽样值经压缩器压缩后，再进行均匀量化。所谓压缩是用一个非线性变换电路将输入变量变换成另一变量，然后再对压缩后的变量进行均匀量化，接收端采用一个扩张器来恢复原始信号。这种实现非均匀量化的技术成为压扩技术，压缩器和扩张器合在一起称为压扩器。为了进一步理解压扩技术的基本过程，图3-14（a）和（b）分别画出了采用压扩技术的系统框图和非均匀量化示意图。图3-14非均匀量化对于非均匀量化，曾提出许多压扩方法。目前，数字通信系统中采用两种压扩特性：一种是以作为参数的压扩特性，称为μ律压扩特性；另一种是以A作为参数的压扩特性，称为A律压扩特性。美国、加拿大、日本等国采用律压扩特性，我国和欧洲各国均采用A律压扩特性。

ITU-T（原CCITT）建议G.711规定在国际间数字系统相互连接时，要以A律为标准。下面分别讨论这两种压扩特性。（1）律压扩特性律对数压缩特性定义为式中为压缩系数，

=

0时无压缩，越大压缩效果越明显，在国际标准中取

=

255。当量化电平数L

=

256时，对小信号的信噪比改善值为33.5dB。

律最早由美国提出，从整体上来看，律和A律性能基本接近。（2）A律压扩特性A律对数压缩特性定义为式中，x为归一化输入，f(x)为归一化输出，A，为压缩系数。图3-16A律13折线压扩特性图3-17x轴区间(0,1)的8段不均匀划分图解表3-1 段落与斜率的关系段落第1段第2段第3段第4段第5段第6段第7段第8段斜率161684211/21/4模拟信号经过抽样量化后，还需要进行编码处理。把量化后的信号电平值转换成二进制码组的过程称为编码，其逆过程称为解码。

本节主要介绍二进制码的编、译码的工作原理。3.2.4编码和译码1．编码方式在PCM编码中广泛使用的二进制码组有：自然（普通）二进制码组、折叠二进制码组和格雷（循环）二进制码组。表3-2列出了用4位码表示16个量化级时，三种码的编码规律。表3-2 三种4位二进制码组量化电平序号自然二进制码折叠二进制码格雷二进制码00000011100001000101100001200100101001130011010000104010000110110501010010011160110000101017011100000100810001000110091001100111011010101010111111101110111110121100110010101311011101101114111011101001151111111110002．A律PCM编码（非线性编码）规则目前国际上普遍采用8位非线性编码，用于13折线A律特性的8位非线性编码的码位安排如下：表3-3 A律13折线段落电平关系段

落

序

号段

落

码段落起始电平量化间隔Δk段内码对应的权值C6C5C4C3C2C1C01000018421200116184213010322168424011644321684510012886432168610125616128643216711051232512128643281111

024641

024256128643．逐次比较型编译码原理（1）编码原理实现编码的具体方法和电路有很多，而且由于大规模集成电路和超大规模集成电路技术的发展，编译码器已实现集成化。目前生产的单片集成PCM编译码器可以同时完成抽样、量化、压扩和编码多个功能。这里结合实例只简要介绍A律13折线逐次比较型编码的原理。逐次比较型编码器编码的工作原理与用天平称重的方法很相似。天平称重时，天平的一边放被测物体，一边放砝码。

设测量范围为0～128g（相当于抽样值的取值域），被测物体为81g（相当于某一抽样量化值）。该天平有重64g、32g、16g、8g、4g、2g、1g7个砝码，分别与7位二进制码的权值相对应。测量过程如下：在天平的一边先放64g的砝码，判定被测物体比砝码重还是轻，如果重，砝码被保留，如果轻，就去掉砝码；然后，再用同样的方法以32g、16g、8g、4g、2g、1g的砝码依次测定。于是，81g的被测物体有以下结果：

64g（留）+32g（去）+16g（留）+8g（去）+4g（去）+2g（去）+1g（留）=81g若以二进制码分别代表砝码的留和去，则可得到自然二进制码为1010001。逐次比较型编码器就是参照上述原理构成的。这里，被测物体是抽样值，砝码可由相应的标准电平代替。图3-18所示为逐次比较型编码的原理框图，它由抽样保持、整流、极性判决、比较器及本地译码器等组成。图3-18逐次比较型编码器原理图①抽样保持和极性判决电路图3-19逐次比较器比较过程图解②比较器

③本地译码器（2）译码原理译码的作用：根据收到的码组（除极性码外）产生相应的控制脉冲去控制恒流源标准电流支路，从而输出一个与发端的信号样值相接近的脉冲信号。其译码的基本电路与编码器中的本地译码器基本相同，如图3-20所示。图3-20A律13折线译码原理图①极性控制电路②7/12位变换电路4．PCM信号的码元速率和传输信道带宽由于PCM信号要用8位二进制代码表示一个抽样值，因此传输它所需要的信道带宽比信号x(t)的带宽大得多。①码元速率设x(t)为低通信号，最高频率为fm，抽样速率fs。若量化电平数为Q，采用M进制代码，则每个量化电平需要的代码数为k

=

logMQ。

因此，码元速率为RB

=

kfs。

一般采用二进制代码，则Rb=fslog2Q。②传输PCM信号所需的最小带宽3.3增量调制（ΔM）3.3.1简单增量调制3.3.2过载特性与动态范围3.3.3PCM与DM系统的性能比较3.3.4改进型增量调制增量调制（DeltaModulation，DM或M）最早是由法国工程师提出的，其目的在于简化模拟信号的数字化方法。增量调制是由PCM发展而来的另一种语音信号的编码方式。增量调制电路比较简单，能以较低的数码率进行编码，通常为16～32kbit/s。增量调制系统的话音质量不如PCM数字系统的音质。但在单路数字电话通信时，不需要收发端同步，故增量调制系统仍然广泛应用于数字话音通信系统中，如应用在军事、野外及保密数字电话等方面，以及军队系统中的数字卫星通信中。目前，DM还用在高速超大规模集成电路中做A/D转换器。3.3.1简单增量调制增量调制是指将信号瞬时值与前一个采样时刻的量化值之差进行量化，而且只对这个差值的符号进行编码，不对差值的大小编码。因此，量化后的编码为1bit，如果差值是正的，就发1，若差值是负的就发0。这是M与PCM的本质区别。图3-21给出M的编码图解过程。1．编码的基本原理图3-21用阶梯或锯齿波逼近模拟信号2．译码的基本原理与编码相对应，译码也有两种情况。一种是在接收端，每收到一个1码，译码器相对于前一时刻的值就上升一个量阶；每收到一个0码，译码器相对于前一时刻的值就下降一个量阶。另一种是收到1码后产生一个正的斜变电压，在t时间内均匀地上升一个量阶；收到0码后产生一个负的斜变电压，在t时间内均匀地下降一个量阶。于是，二进制码经过译码后变为x0(t)这样的锯齿波。实际应用中，一般都采用后一种方法。3．系统组成框图一个简单的M系统原理框图如图3-22所示。发送端由相减器、放大限幅器、定时判决器、本地译码器（发端）等组成，如图3-22（a）所示。实际上实用M系统还要复杂，如图3-22（b）所示。接收端的核心电路是积分器，但实际电路中还应有码型变换和低通滤波器。（1）放大和限幅电路（2）定时判决电路（3）本地译码器图3-22简单的M系统原理图（4）解调器图3-23简单ΔM系统各点波形abcegdf4．增量调制的带宽从编码的基本思想来看，每抽样一次，传输一个二进制码元，则码元传输速率为Rb=fs，M的调制带宽BΔM=

fs=Rb（Hz）。3.3.2过载特性与动态范围增量调制系统中的误差，主要根据积分器的惰性元器件C是否能跟上外来信号的变化分为以下两种。1．系统的量化误差（1）一般量化误差图3-23（c）所示的e(t)就是一种一般量化误差，这种误差总是在一定的范围内(,)变化。图3-23简单ΔM系统各点波形abcegdf（2）过载量化误差当信号x(t)变化的速度很快，使积分器电容充放电跟不上x(t)的变化时，就会产生过载现象，此时|e(t)|的误差称为过载量化误差，如图3-24所示。

|e(t)|会大大超出，而不能限制在(,)的范围内变化。图3-24过载时的信号及其量化误差2．过载特性3．动态范围这里仅对PCM和M两种方式的抗噪声能力作一简单介绍，目的是进一步了解两种调制方式的相对性能。在误码可忽略以及信道传输速率相同的条件下，PCM和M系统的比较曲线如图3-25所示。从图中可以看出，若PCM系统的编码位数小于4，则它的性能比低通截止频率fl=3

000Hz、信号频率fk=1

000Hz的M系统的差；若k＞4，则随着k的增大，PCM相对于M来说，其性能越来越好。3.3.3PCM与M系统的性能比较图3-25PCM与ΔM系统性能的比较曲线（Pe=0）由于增量调制的量阶是固定不变的，所以造成它的动态范围小和小信号时量化信噪比低。从改变量阶大小考虑，若大信号（或信号斜率大）时能增大量阶，若小信号（或信号斜率小）时能减小量阶，就可以增大编码的动态范围，同时提高小信号时的量化信噪比。改进型的增量调制有很多类型，如图3-26所示。3.3.4改进型增量调制图3-26增量调制的改进方案下面只简单介绍其中的自适应增量调制方案。为了改进简单M的动态范围，类似于PCM系统中采用的压扩方法，采用自适应增量调制的方案。自适应增量调制的基本原理：采用自适应方法使量阶的大小跟随输入信号的统计特性而变化。若量阶能随信号瞬时压扩，则称为瞬时压扩M，记作ADM，若量阶随音节时间间隔（5～20ms）中信号平均斜率变化，则称为连续可变斜率增量调制，记作CVSD。图3-27数字压扩增量调制3.4自适应差分脉冲编码调制（ADPCM）3.4.1自适应量化3.4.2自适应预测对于有些信号（例如图像信号等），由于信号的瞬时斜率比较大，很容易引起过载现象。所以，不能用简单的增量调制，只能采用瞬时压扩的方法。

但由于瞬时压扩实现较困难，因此采用一种综合增量调制和脉冲编码调制两者特点的调制方式，这种方式称为差分脉冲编码调制（DPCM）。

DPCM与M的区别是：DPCM是用n位二进制码表示增量的，由于它增多了量化级，系统的信噪比要优于M，但DPCM易受到传输线路噪声的干扰。为了在相当宽的变化范围内仍能得到传输信号的最佳性能，可以对DPCM采用自适应处理。有自适应的DPCM系统称为自适应脉冲编码增量调制，简称ADPCM。

这种系统与PCM系统相比，可以大大压缩数码率和传输带宽，从而增加通信容量，用32kbit/s的传输速率基本能满足64kbit/s的语音质量要求。

因此，CCITT建议32kbit/s的ADPCM为长途传输中的一种新型国际通用的语音编码方法。

ADPCM有两种方案：一种是预测固定，量化自适应；另一种是兼有预测自适应和量化自适应。下面分别介绍这两种方案。自适应量化的基本思想是：让量化阶距、分层电平能够自适应于量化器输入的e(t)的变化，从而使量化误差最小。现有的自适应量化方案有两类：一类是其量化阶距由输入信号本身估值，这种方案称为前向（前馈）自适应量化器；另一种是其量化阶距根据量化器输出信号进行自适应调整，这种方案称为反向（反馈）自适应量化器。3.4.1自适应量化前向自适应量化的优点是估值准确，其缺点是阶距信息要与语音信息一起送到接收端解码器；否则接收端无法知道发送端该时刻的量阶值。另外，阶距信息需要若干比特的精度，因而前向自适应量化不宜采用瞬时自适应量化方案。后向自适应量化的优点是接收端不需要阶距信息，因为此信息可从接收信息中提取，另一优点是可采用音节或瞬时或者两者兼顾的自适应量化方式。其缺点是因量化误差而影响其估值的准确度，但自适应动态范围越大，导致影响程度越小。后向自适应量化目前被广泛采用。这两种自适应的量化都比DPCM性能改善10～12dB。前面介绍的M和DPCM系统都是用前后两个样值的差值e(t)进行量化编码的，这种仅用前面一个样值求e(t)的情况称为一阶预测。实际信号中其样值的前后往往是有一定关联的，如采用前面若干个样值作为参考来推算e(t)，这就是高阶预测。3.4.2自适应预测为了在接收端根据e(t)的编码产生下一个输入样值的准确估计，可以对前面所有样值的有效信息冗余度进行加权求和，这里的加权系数又称为预测系数。自适应预测的基本思想是：使预测系数的改变与输入信号的幅度相匹配，从而使预测误差e(t)为最小值，这样预测的编码范围可减小，可在相同编码位数的情况下提高信噪比。