干扰耦合机理

干扰耦合机理第一页，共七十八页，2022年，8月28日3.1传导耦合

传导是干扰源与敏感设备之间的主要骚扰耦合途径之一。

传导骚扰可以通过电源线、信号线、互连线、接地导体等进行耦合。

传导耦合包括通过导体间的电容及互感而形成的干扰耦合。第二页，共七十八页，2022年，8月28日3.1.1电容性耦合由于电容实际是由两个导体构成的,因此两根导线就构成了一个电容,我们称这个电容是导线之间的寄生电容。由于这个电容的存在,一个导线中的能量能够耦合到另一个导线上。这种耦合称为电容耦合或电场耦合。第三页，共七十八页，2022年，8月28日1.电容性耦合模型图3-1电容性耦合模型第四页，共七十八页，2022年，8月28日

假设电路1为骚扰源电路,电路2为敏感电路,C为导线1与导线2间的分布电容,由等效电路可计算出在回路2上的感应电压U2为式中,

当耦合电容比较小时,即ωCR2<<1时,(3-1)式可以简化为U2=jωCR2U1

(3-2)第五页，共七十八页，2022年，8月28日从(3-2)式可以看出,电容性耦合引起的感应电压正比于骚扰源的工作频率ω、敏感电路对地的电阻R2(一般情况下为阻抗)、分布电容C、骚扰源电压U1。

电容性耦合主要在射频频率形成骚扰,频率越高,电容性耦合越明显。

电容性耦合的骚扰作用相当于在电路2与地之间连接了一个幅度为In=jωCU1的电流源。第六页，共七十八页，2022年，8月28日一般情况下,骚扰源的工作频率ω、敏感电路对地的电阻R2(一般情况下为阻抗)、骚扰电压U1是预先给定的,所以,

抑制电容性耦合的有效方法是减小耦合电容C。

第七页，共七十八页，2022年，8月28日图3-2地面上两导线间电容性耦合模型

下面我们继续分析另一个电容性耦合模型。该模型是在前一模型的基础上除了考虑两导线(两电路)间的耦合电容外,还考虑每一电路的导线与地之间所存在的电容。地面上两导体之间电容性耦合的简单表示如图3-2所示。第八页，共七十八页，2022年，8月28日

(3-3)

根据图3-2(b)的等效电路,导体2与地之间耦合的骚扰电压UN能够表示为第九页，共七十八页，2022年，8月28日

①如果R为低阻抗,即满足:

那么,(3-3)式可化简为(3-4)

假定骚扰源的电压U1和工作频率f不能改变,这样只留下两个减小电容性耦合的参数C12和R。减小耦合电容C12的方法是屏蔽导体或增加导体间的距离)。若两导体之间距离加大,C12的实际值会减少,从而降低导体2上感应到的电压UN,第十页，共七十八页，2022年，8月28日

②如果R为高阻抗,即满足:

那么,(3-3)式可简化为(3-6)式表明,在导体2与地之间产生的电容性耦合骚扰电压与频率无关,且在数值上大于(3-4)式表示的骚扰电压。(3-6)第十一页，共七十八页，2022年，8月28日2.屏蔽体对电容性耦合的作用图3-5导体2具有屏蔽体时两导线间电容性耦合模型第十二页，共七十八页，2022年，8月28日

①考虑导体2对地电阻为无限大的值,导体2完全屏蔽,此时C12、C2G均为零。由图3-5(b)可知,屏蔽体耦合到的骚扰电压US为

由于没有耦合电流通过C2S,因此完全屏蔽的导体2所耦合的骚扰电压为UN=US

(3-9)(3-8)第十三页，共七十八页，2022年，8月28日实际上,屏蔽体接地,那么电压US＝0,从而UN＝0，导体2通常部分延伸到屏蔽体外,如图3-5(a)所示。此时,C12、C2G均需要考虑。屏蔽体接地,且导体2对地电阻为无限大的值时,导体2上耦合的骚扰电压为

(3-10)第十四页，共七十八页，2022年，8月28日

C12的值取决于导体2延伸到屏蔽体外的那一部分的长度。良好的电场屏蔽必须使导体2延伸到屏蔽体外的那一部分的长度最小,必须提供屏蔽体的良好接地。假定电缆的长度小于一个波长,单点接地就可以实现良好的屏蔽体接地。对于长电缆,多点接地是必须的。

②导体2对地电阻为有限值的情况。根据图3-5(c)的简化等效电路知,导体2上耦合的骚扰电压为(3-11)第十五页，共七十八页，2022年，8月28日当时,(3-11)式可简化为:(3-12)式和(3-4)式的形式完全一样,但是由于导体2此时被屏蔽体屏蔽,C12的值取决于导体2延伸到屏蔽体外的那一部分的长度,因此C12大大减小,从而降低了UN。(3-12)第十六页，共七十八页，2022年，8月28日3.1.2电感性耦合当一根导线上的电流发生变化,而引起周围的磁场发生变化时,恰好另一根导线在这个变化的磁场中,则这根导线上就会感应出电动势。于是,一根导线上的信号就耦合进了另一根导线。这种耦合称为电感性耦合或磁耦合。第十七页，共七十八页，2022年，8月28日图3-7两电路间的电感性耦合第十八页，共七十八页，2022年，8月28日

1.电感性耦合模型电感性耦合也称为磁耦合,它是由磁场的作用所引起的。当电流I在闭合电路中流动时,该电流就会产生与此电流成正比的磁通量Ф。I与Ф的比例常数称为电感L,由此我们能够写出:Φ=LI

(3-13)电感的值取决于电路的几何形状和包含场的媒质的磁特性。第十九页，共七十八页，2022年，8月28日当一个电路中的电流在另一个电路中产生磁通时,这两个电路之间就存在互感M12,其定义为

(3-14)Φ12表示电路1中的电流I1在电路2产生的磁通量。由法拉第定律可知,磁通密度为B的磁场在面积为S的闭合回路中感应的电压为(3-15)第二十页，共七十八页，2022年，8月28日其中,B与S是向量,如果闭合回路是静止的,磁通密度随时间作正弦变化且在闭合回路面积上是常数,B与S的夹角为θ,那么(3-15)式可简化为

如图3-6所示,S是闭合回路的面积,B是角频率为ω(rad／s)的正弦变化磁通密度的有效值,UN是感应电压的有效值。(3-16)第二十一页，共七十八页，2022年，8月28日图3-6感应电压取决于回路包围的面积S第二十二页，共七十八页，2022年，8月28日因为BScosθ表示耦合到敏感电路的总磁通量,所以能够把(3-14)式和(3-16)式结合起来,用两电路之间的互感M来表示感应电压UN,即

(3-16)式和(3-17)式是描述两电路之间电感性耦合的基本方程。(3-17)第二十三页，共七十八页，2022年，8月28日(3-16)式和(3-17)式中出现的角频率为(弧度／秒),表明耦合与频率成正比。为了减小骚扰电压,必须减小B、S、cosθ。

欲减少B值,可利用加大电路间的距离或将导线绞绕,使绞线产生的磁通密度B能互相抵消掉。至于受干扰电路的面积S,可将导线尽量置于接地面上,使其减至最小;或利用绞线的其中一条为地电流回路,使地电流不经接地平面,以减少回路所围的面积。cosθ的减小则可利用重新安排干扰源与受干扰者的位置来实现。第二十四页，共七十八页，2022年，8月28日图3-7两电路间的电感性耦合第二十五页，共七十八页，2022年，8月28日

磁场与电场间干扰的区别方法:

第一,减小受干扰电路的负载阻抗未必能使磁场干扰的情况改善;而对于电场干扰的情况,减小受干扰电路的负载阻抗可以改善干扰的情况。第二,在磁场干扰中,电感耦合电压串联在被干扰导体中,而在电场干扰中,电容耦合电流并联在导体与地之间。利用这一特点,可以分辨出干扰是电感耦合还是电容耦合。在被干扰导体的一端测量干扰电压,在另一端减小端接阻抗。如果测量的电压减小,则干扰是通过电容耦合的;如果测量的电压增加,则干扰是通过电感耦合的。第二十六页，共七十八页，2022年，8月28日图3-8电容耦合与电感耦合的判别第二十七页，共七十八页，2022年，8月28日

2.带有屏蔽体的电感性耦合

(1)如果在图3-7的导体2外放置一管状屏蔽体时,如图3-9所示。

图3-9导体2带有屏蔽体的电感耦合第二十八页，共七十八页，2022年，8月28日

考察一个屏蔽体是否对电感耦合起作用,只要看屏蔽体的引入是否改变了原来的磁场分布。

设屏蔽体是非磁性材料构成的,且只有单点接地或没有接地。由于屏蔽是非磁性材料的,因此它的存在对导体周围的磁通密度没有影响,导体1与导体2的互感M12没有变化。所以导体1在导体2上感应的电压与没有屏蔽时是相同的。第二十九页，共七十八页，2022年，8月28日在磁场的作用下,屏蔽体上也会感应出电压,设导体1与屏蔽体间的互感为M1S,则导体1上的电流I1在屏蔽体上感应的电压为US=jωM1SI1

(3-18)

如果屏蔽体只单点接地或没有接地,屏蔽体上没有电流,所以不会产生额外的磁场,因此这个屏蔽层对磁场耦合没有任何影响。如果屏蔽体的两端接地,屏蔽层上会有电流流过,这个电流会产生一个附加的磁场。引起导体2周围磁场的变化,因此这个屏蔽层对磁场耦合有一定影响。第三十页，共七十八页，2022年，8月28日3.1.3电容性耦合与电感性耦合的综合考虑前面研究电容性耦合及电感性耦合的模型及计算,是假定只有单一类型的干扰耦合,而没有其他类型耦合的情况,但事实上各种耦合途径是同时存在的。当耦合程度较小且只考虑线性电路分量时,电容性耦合(电耦合)和电感性耦合(磁耦合)的电压可以分开计算,然后再找出其综合干扰效应。由前面的分析可知,电容性耦合与电感性耦合的干扰有两点差别:首先,电感性耦合干扰电压是串联于受害电路上,而电容性耦合干扰电压是并联于受害电路上;其次,对于电感性耦合干扰,可用降低受害电路的负载阻抗来改善干扰情况,而对于电容性耦合,其干扰情况与电路负载无关。第三十一页，共七十八页，2022年，8月28日根据第一点差别不难看出,在靠近干扰源的近端和远端,电容耦合的电流方向相同,而电感耦合的电流方向相反。图3-16(a)给出电容耦合和电感耦合同时存在的示意图,设在R2G及R2L上的电容耦合电流分别为IC1及IC2,而电感耦合电流分别为IL1及IL2,显然IL1=－IL2=IL,

在靠近干扰源近端R2G上的耦合干扰电压为U2G=(IC1+IL)R2G

(3-30)

远端负载R2L上的耦合干扰电压为U2L=(IC2－IL)R2L

(3-31)第三十二页，共七十八页，2022年，8月28日由(3-30)和(3-31)式可知,：

对于靠近干扰源端(近端)电容性耦合电压与电感性耦合电压相叠加,；对于靠近负载端,或者说远离干扰源端,总干扰电压等于电容性耦合电压减去电感性耦合电压,在进行相减计算时,是以复数形式进行的。第三十三页，共七十八页，2022年，8月28日图3-16电容性耦合与电感性耦合的综合影响第三十四页，共七十八页，2022年，8月28日3.3辐射耦合辐射电磁场是骚扰耦合的另一种方式,除了从骚扰源有意辐射之外,还有无意辐射,例如,有短(小于λ／4)单极天线作用的线路和电缆,或者起小环天线作用的线路和电缆,都可能辐射电场或磁场。辐射耦合的途径主要有:天线―天线,天线―电缆,天线―机壳,电缆—机壳,机壳―机壳,电缆―电缆。对于辐射耦合,电磁场理论中近场与远场的概念是十分重要的。第三十五页，共七十八页，2022年，8月28日3.3.1电磁辐射当场源的电流或电荷随时间变化时,就有一部分电磁能量进入周围空间,这种现象称为电磁能量的辐射。研究电磁辐射,最简单的是电偶极子和磁偶极子的辐射。实际天线可近似为许多偶极子的组合,天线所产生的电磁波也就是这些偶极子所产生的电磁波的合成。第三十六页，共七十八页，2022年，8月28日

1.电偶极子的电磁辐射电偶极子是指一根载流导线,它的长度Δl与横向尺寸都比电磁波长小得多。

图3-22电偶极子辐射源第三十七页，共七十八页，2022年，8月28日由麦克斯韦方程组解得电偶极子周围的电磁场为：(3-46)第三十八页，共七十八页，2022年，8月28日式中:ImΔl———电偶极子的电矩(A·m);r———从坐标中心到观察点的距离(m);k———波数,电磁波传播单位长度所引起的相位变化,λ———电磁波的波长,则有k=2π/λ(rad/m)。

下面按照观察点到电偶极子的距离远近来讨论电偶极子周围电磁场各分量的表达式。第三十九页，共七十八页，2022年，8月28日

1)近场区(即在r<<λ/(2π)的区域内,kr<<1)由(3-46)式可见,电偶极子产生的场分量主要取决于1/(kr)的高次项,即(3-47)第四十页，共七十八页，2022年，8月28日

2)远场区(在r>>λ(2π)的区域内,kr>>1)由(3-46)式可见,电偶极子产生的场分量主要取决于1/(kr)的低次项,而且Eτ与Eθ相比可忽略,因此在波的传播方向上的电场分量近似为零,近似得(3-48)第四十一页，共七十八页，2022年，8月28日由式(3-48)可看出,无论是Eθ还是

,幅值都和φ角无关,仅与θ角有关,而且正比于sinθ。在θ＝90°的方向,即在垂直于偶极子轴线的方向上,场强Eθ及Hφ最大。辐射源向空间辐射的电磁场强度随空间方向而变化的特性称为辐射源的方向性,图3-23为电偶极子的方向图。工程上可以利用(3-47)式与(3-48)式计算电偶极子周围场强的值,例如,当Δl长为1cm、Im为1A时,不同距离上的场强值如表3-8所示。第四十二页，共七十八页，2022年，8月28日图3-23电偶极子的方向图第四十三页，共七十八页，2022年，8月28日表3-8距电偶极子不同距离的场强第四十四页，共七十八页，2022年，8月28日

2.磁偶极子的电磁幅射参照电偶极子的电磁幅射一节,用一个磁偶极子替代电偶极子。该磁偶极子由假想的一对相距极小的正、负磁荷(+qm,－qm)组成,如图3-24(a)所示。直径远小于波长的小环天线可作磁偶极子处理。将通电小圆环置于x－z平面,环中心与坐标原点重合,见图3-24(b)。设小圆环半径为a,流过的电流为im=Imsinωt,可求得在空间某点处的电场与磁场的表达式为第四十五页，共七十八页，2022年，8月28日(3-49)第四十六页，共七十八页，2022年，8月28日图3-24磁偶极子辐射源第四十七页，共七十八页，2022年，8月28日

1)近场区(又称感应电场区)在r<<λ(2π)的区域内,kr<<1。由式(3-49)可见,磁偶极子产生的场分量主要取决于1/(kr)的高次项,即(3-50)第四十八页，共七十八页，2022年，8月28日

2)远场区(又称辐射场区)在r>>λ/(2π)的区域内,kr>>1。由式(3-49)可见,磁偶极子产生的场分量主要取决于1/(kr)的低次项,而且Hr与Hθ相比可忽略,因此在波的传播方向上的磁场分量近似为零,得(3-51)第四十九页，共七十八页，2022年，8月28日由(3-51)式可见,在磁偶极子的远场区,电磁场与空间的关系完全和电偶极子相仿。当θ=90°时,即在线圈所在平面上,电场与磁场为最大值。同样,当一小圆环的半径a为0.564cm,通过的电流为1A时,其周围的场强值列于表3-9。第五十页，共七十八页，2022年，8月28日表3-9距磁偶极子不同距离的场强第五十一页，共七十八页，2022年，8月28日3.3.2近场区与远场区的特性

1.近场区

1)波阻抗在上述分析中,把r<<λ/(2π)的区域作为近场区,但在电磁屏蔽领域通常把与偶极子相距为r<λ/(2π)的区域作为近场区处理。波阻抗是电磁波中电场分量与磁场分量之比,即

(3-52)第五十二页，共七十八页，2022年，8月28日电偶极子近场区的波阻抗可由(3-47)式求得

(3-53)

磁偶极子近场区的波阻抗则由(3-50)式求得

(3-54)第五十三页，共七十八页，2022年，8月28日

2)近场区电磁场的特点

(1)由波阻抗表达式可见,无论是电偶极子还是磁偶极子,它们在近场区的阻抗都是虚数,即近场区的电场与磁场相位相差90°,存在能量交换。其次,两种偶极子的波阻抗在量值上都是频率的函数,但变化规律不同。表达式中代入ε0及μ0值计算后可知,电偶极子的波阻抗值高于磁偶极子的波阻抗(见图3-25),所以前者是容性耦合的高阻抗场,后者是感性耦合的低阻抗场。将近场区的电场、磁场瞬时波形画出,就得到如图3-26所示的坡印廷矢量图。由于Eθ和Hφ相位差90°,当Eθ为最大值时,Hφ为零,坡印廷矢量为零;若t1时刻的坡印廷矢量S1为正向传送,则到t2的S2就反向传送,表明感应的电磁场能量在r方向作往返振荡。第五十四页，共七十八页，2022年，8月28日图3-25电偶极子和磁偶极子的空气波阻抗第五十五页，共七十八页，2022年，8月28日图3-26近场区的坡印廷矢量第五十六页，共七十八页，2022年，8月28日

(2)在感应场中,感应情况不仅取决于场源性质及耦合方式,还取决于被感应导体的状况、所在位置及周围环境条件,甚至感应体的存在,也会扰乱原先的电磁场分布。

(3)近场区的电场和磁场方向处在以场源为中心的大曲率半径球面上。(3-47)式表明,在电偶极子的近场区,感应电场强度按1/r3规律减小,磁场强度按1/r2规律减小(见图3-27);在磁偶极子的近场区刚好相反,感应磁场强度按1/r3规律减小,电场强度按1/r2规律减小。第五十七页，共七十八页，2022年，8月28日此外,场分布在θ方向的变化也很大。因此在近场区测量电磁干扰,数据对距离十分敏感,不但要分别记录各测量点的电场强度和磁场强度,还应注明测量距离和测量天线的规格。在结构设计中,大部分设备内的布局属近场范围,有意识地利用空间距离衰减,就可降低对屏蔽设计的要求。从电磁兼容性出发考虑布局,这是效/费比较高的一项措施。第五十八页，共七十八页，2022年，8月28日图3-27高阻抗场的电磁场大小和距离的关系第五十九页，共七十八页，2022年，8月28日理想的电偶极子和磁偶极子是不存在的。杆状天线及电子设备内部的一些高电压小电流元器件等场源都可视作等效的电偶极子场源,其近场区的电磁场以容性高阻抗电场为主。环状天线和电子设备中一些低电压大电流元器件及电感线圈等场源都可视作等效的磁偶极子场源,其周围电磁场呈感性低阻抗磁场的特征。这些对电磁兼容性故障诊断有指导意义。第六十页，共七十八页，2022年，8月28日

2.远场区在电磁屏蔽领域中,通常把离开偶极子源距离r>λ/(2π)的区域称为远场区。由式(3-48)和式(3-51)可见,在远场区电磁场只有与传播方向垂直的两个场分量Eθ和Hφ,或Hθ和Eφ有关,在传播方向没有场分量,称为横电磁(TEM)波,又称平面电磁波。图3-28为平面电磁波中电场与磁场的瞬时分布。平面电磁波具有下列特性:第六十一页，共七十八页，2022年，8月28日图3-28远场区平面波的瞬时场分布第六十二页，共七十八页，2022年，8月28日

(1)电磁波的两个场分量电场与磁场在空间相互垂直,且在同一平面上。

(2)电场和磁场在时间上同相位。

(3)平面波在自由空间的传播速度第六十三页，共七十八页，2022年，8月28日

(4)自由空间电场和磁场分量的比值(波阻抗)是一常数,与场源的特性和距离无关。对于电偶极子,可由式(3-48)得到波阻抗Zw为

(3-55)用磁偶极子远场区的Eφ和Hθ的表达式可获得同样的结果。第六十四页，共七十八页，2022年，8月28日

(5)平面波中电场的能量密度We和磁场能量密度Wm各为电磁波总能量的一半,即

(3-56)

(3-57)

(3-58)第六十五页，共七十八页，2022年，8月28日

(6)电磁波能量的传播方向由坡印廷矢量确定,可用下式表示:

式中:为坡印廷矢量;和为互相垂直的电场与磁场矢量。

(7)电场与磁场均随离开场源的距离成反比地减小(见图3-27)。电磁兼容性测试时常利用这种关系进行电磁发射极限值转换。例如,在国家标准《信息技术设备的无线电骚扰限值和测量方法》中,规定在30～230MHz频段,B级受试设备的10m准峰值限值为30dBμV/m,当改用3m距离测量时,限值将增加到40.5dBμV/m。(3-59)第六十六页，共七十八页，2022年，8月28日

3.空气波阻抗与场源特性、波长、距离的关系综上所述,近场区与远场区的波阻抗有明显区别。分析金属板的电磁屏蔽效能时,正是这种材料界面上波阻抗的差异导致了反射损耗,因此波阻抗是屏蔽效能计算中极重要的一个参数。图3-25给出了自由空间不同场区的波阻抗随频率及距离变化的关系。进入远场区之后,波阻抗将趋向恒定的377Ω。第六十七页，共七十八页，2022年，8月28日

4.导体的波阻抗导电媒质的波阻抗可由电磁波在远区自由空间传播时波阻抗表达式(3-52)推出。只需以导体的复介电常数代替自由空间的ε。导体的波阻抗以表示,有对良导体而言,有σ>>ωε,则第六十八页，共七十八页，2022年，8月28日上式中为良导体波阻抗的模,有

(3-60)式中:μ为导体的磁导率,非铁磁性材料的μ=μ0;σ为导体的电导率;ω为电磁波的角频率。从ZS的表达式可见,电磁波在良导体内传播时电场与磁场相位差π/4,而且由于导体引入的损耗,其幅度将按指数规律下降,坡印廷矢量如图3-29所示。第六十九页，共七十八页，2022年，8月28日图3-29电磁波在导体内的传播特性第七十页，共七十八页，2022年，8月28日(3-61)一般资料只提供相对电导率σr和相对磁导率μr,见表3.8。把σr和μr代入式(3-60)后,可得式中:μr=μ/μ0,μ0=4π×10－7(H/m);

σr=σ/σCu,σCu为铜的电导率,σCu=5.8×107(S/m)。例如,在频率为1MHz时,按式(3-61)可求得铜对电磁波的波阻抗为0.368mΩ。第七十一页，共七十八页，2022年，8月28日3.3.3电磁波的极化极化是指平面波的电场强度E在空间某一定点的方向变化情况。无论是在抑制电磁波传播或电磁兼容性试验中,都会遇到电磁波的极化问题。第七十二页，共七十八页，2022年，8月28日沿x方向传播的平面波,E和H都在y-z平面上。若Ez=0,只有Ey存在(电偶极子垂直放置时在近场区所产生的电磁波就属此情况),则称该平面波极化于y方向,如图3-30(a)