3gpp lte中的ofdma和sc-fdma性能比较

1、3GPP LTE 中的 OFDMA 和 SC-FDMA 性能比较作 者：摘要本文阐述了 OFDMA 和 DFT-S OFDM 的基本原理，比较了两者的基本性能。仿真结果表明，在未编码的条件下，当 BER 为 10-3 、12 个子载波被占用时，OFDMA 优于 DFT-S OFDM 1 dB；在采用 Turbo 编码的条件下，当 BER 为 10-3 时，OFDMA 与 DFT-S OFDM 相比，有将近 3 dB 的增益；在结合 MIMO 的系统中，OFDMA 对 DFT-S OFDM 的链路级性能的优势将扩大。由于 OFDMA 的 PAPR 可以降低到 3GPP 要求的 6 dB 以下，而

2、性能降低小于 0.5 dB6，因此从链路级性能来看，OFDMA 的性能优于 DFT-S OFDM。：3GPP，OFDMA，SC-FDMA通用陆地无线接入(UTRA)演进的目标是构建出高速率、低时延、分组优化的无线接入系统 1。 演进的 UTRA 致力于建立一个上行速率达到 50 MHz、下行速率达到 100 MHz、频谱利用率为 3G R6 的 34 倍2 的高速率系统。为达到上述目标，多址方案的选择应该考虑在复杂度合理的情况下，提供更高的数据速率和频谱利用率。在上行链路中，由于终端功率和处理能力的限制，多址方案的设计更具功率比(PAPR)对功率效率的影响。性，除了性能和复杂度，还需要考虑峰值

3、平均在 3GPP LTE 的标准化过程中，诺基亚、北电等公司提交了若干多址方案，如多载波(MC)-WCDMA，MC-TD-SCDMA，正交频分多址接入(OFDMA)，交织频分复用(IFDMA)和基于变换扩展的正交频分复用(DFT-S OFDM)。OFDMA 已成为下行链路的主流多址方案，并且是上行链路的热门候选方案，其中，北电公司的方案支持频分双工()方式3，信息的方案支持时分双工(TDD)方式4。电信传输由于正交频分复用(OFDM)能够很好地对抗无线传输环境中的频率选择性，可以获得很高的频谱利用率，OFDM 非常适用于无线宽带信道下的高速传输。通过给不同的用户分配不同的子载波，OFDMA 提

4、供了天然的多址方式。由于用户间信道的独立性1，可以利用联合子载波分配带来的多用户分集增益提高性能，达到服务质量(QoS)要求。然而，为了降低成本，在用户设备(UE)端通常使用低成本的功率放大器，OFDM 中较高的 PAPR 将降低 UE 的功率利用率，降低上行链路的覆盖能力。由于单载波频分复用(SC-FDMA)具有的较低的 PAPR，它被提议成为候选的多址方案5。目前，OFDMA 已被广泛研究，并已成为 3GPP LTE 的下行链路的主流多址方案。然而，在上行链路的研究中，尽管 SC-FDMA 成为主流的多址方式，但 OFDM 和 SC-FDMA 之间的比较大多从 PAPR 的角度进行，而没有

5、考虑两者的链路性能，更没有充分地考虑 PAPR 和性能的折衷。本文比较了 OFDMA 和 DFT-S OFDM 的基本原理，并仿真了它们在无线信道中的基本性能。仿真结果表明：尽管 DFT-S OFDM 具有较低的 PAPR，但它的链路级性能却不如 OFDMA。1 OFDMA 和 DFT-SOFDM 的基本原理1.1OFDMA 的基本原理OFDMA 将整个频带分割成许多子载波，将频率选择性道，从而能够有效地抵抗无线移动环境中的频率选择性信道转化为若干平坦子信。由于子载波占用频谱，OFDM 能够提供较高的频谱利用率和较高的信息传输速率。通过给不同的用户分配不同的子载波，OFDMA 提供了天然的多址

6、方式，并且由于占用不同的子载波，用户间满足相互正交，没有小区内干扰(如图 1 所示)。同时，OFDMA 可支持两载波分配模式：分布式和集中式。在子载波分布式分配的模式中，可以利用不同子载波的频率选择性获得分集增益。的独立性而此外，因为 OFDMA 已成为下行链路的主流方案，上行链路如也采用 OFDMA，LTE 的上下行链路将具有最大的一致性，可以简化终端的设计。一个分配了 M 个子载波的用户的传输信号可表示为：D =d 0，d 1d M-1T，其中，T代表矩阵转置，di 是调制信号。经过快速分配的反变换(IFFT)调制后，信号向量 S =F N* T N,M D，其中 TN，M 代表子载波矩阵

7、，其元素是表达子载波的分布式或者集中式分配。F*N 是 N 点 IFFT 矩阵，*代表共轭转置，并且 FN=f 1T，f 2Tf NTT，经过信道和快速变换(FFT)信号处理后，频域的接收信号可以作如下表达：R=HTN，M D+n，其中 H=diag(Hk)，Hk 是第k 个子载波上的频域响应；n 是R=r(0)，r (1) r (N-1)T，r (k)是第 k 个子载波上的接收信号。噪声向量；由于 OFDM 的时域信号是若干平行随机信号之和，因而容易导致高 PAPR。端的功率限制相对较弱，并且可以采用较为昂贵的功率放大器，所以在下行链路中，高 PAPR 不会带来太大。然而，在上行链路中，由于

8、用户终端的功率放大器要求低成本，并且电池的容量有限，因而高 PAPR 会将降低 UE 的功率利用率，减小上行的有效覆盖。为避免 OFDM的上述缺点，必须降低 PAPR。降低 OFDM 的 PAPR 的技术有很多，比如选择性、削波和滤波等等。文献6中证明了通过削波和滤波，可以将 PAPR 降低到 6 dB 以下时，同时对 OFDM 的性能影响很小，而且带来的复杂度增加也是可以接受的。因此，本文将主要研究不同多址方案的链路级性能的比较。1.2DFT-SOFDM 的基本原理结合动态带宽分配的单载波传输技术已成为 LTE 上行链路的主要候选多址方案1，其主要优势是具有较低的 PAPR。与多载波信号相比

9、，单载波技术可以降低对终端功放的要求，提高功率的利用率。DFT-S OFDM 可以认为是 SC-FDMA 的频域产生方式，是 OFDM 在 IFFT 调制前进行了基于变换的预编码。不加循环前缀的传输信号可以表达为：S=FN* TN，M FM D，其中FM 是 M 点 FFT。DFT-S OFDM 也具有两种模式：集中式和分布式。图 2 是集中式 DFT-S OFDM 的示例，其中 m 1m M 表示M 个不同的调制器传输的比特数，而 f 1f M 表示 N 点 IFFT 的 M路输入。在发送端，先对块长为 M 的调制信号进行 M 点 FFT 信号处理，再根据子载波模式将 M 点 FFT 的输出

10、信号到 N 个子载波上，经过 IFFT 将信号转变为时域信号之前，可以进行频域脉冲成型。与时域脉冲成型类似，频谱成型可以在频谱的利用率和 PAPR 间折衷，如果滚降系数大于 0，则使频谱扩张，这与时域脉冲成型要求的过采样率相对应。接收端为图 2 的逆过程。在去保护间隔和 N 点 FFT 处理以后，频域的接收信号为：R=HTN，M FM D +n，此时 DFT-S OFDM 也能在频域进行均衡。2 系统参数设定和均衡器在 3GPP LTE 的提案中，很多仿真结果都是在 3GPP 步行环境 B 类信道(PB)3 km/h 或者车载环境 A 类信道(VA)120 km/h 的情况下。不论是 OFDM

11、A 还是 DFT-S OFDM，在经过这样的信道后，其接收信号都将成为频率选择性信号。如果用户所占用的子载波上的信道不是常值的话，就需要频域均衡器来恢复信号。本文中采用迫零(ZF)均衡器。对于 OFDMA 系统，在经过 ZF 均衡后，信号可以表达为：其中 n=H*Wn，W 是对角矩阵，定义为：在 OFDMA 的接收端，经过均衡后，恢复的数据直接送入软解调和单元。很明显，由于信道是频率选择性的，可以获得频率分集增益。信道的频率选择性越强，则 OFDMA 能获得的频率分集增益越大。在下节中，仿真结果将证实的分析。对于 DFT-SOFDM 系统，在进行最小均方误差(MMSE)均衡后，信号可表示为：R

12、=H*W(HTN，MFMD+n)=H*WHTN，MFMD+n，其中比较 D 和 R，可以看到 DFT-SOFDM 在频域均衡后，在解调和单元前，还需要进行 M点的 IFFT(与发送端相对应)。经过 M 点 IFFT 后，信号可表示为：。已恢复的数据 D 送入 DFT-S OFDM 接收端的软解调单元。DFT-S OFDM 的优势在于其信号的时域实现能够在一定程度上降低 PAPR。但其中和是，由于也是在时域进行的，DFT-S OFDM 只能利用时域选择性。表 1 给出了本文仿真的公共参数7。3 仿真结果的比较DFT-S OFDM 和 OFDMA 两种上行多址方式的链路级仿真结果如图 3 所示。当

13、每用户分配300 个相邻子载波时，两种多址方式的未编码系统的误码率(BER)性能分别如图 3 中红色和蓝色线所示，这里，两者都是理想信道估计，均采用 ZF 均衡。可以看到，DFT-S OFDM 性能劣于 OFDMA，原因在于信道是频率选择性的。OFDMA 在频域进行解调，其性能取决于深的子载波；而对于 DFT-S OFDM，解调是在时域进行的，并且其信号是 IFFT 之前信号的平均，不能有效利用信道频率选择性，所以其性能劣于OFDMA。然而。DFT-S OFDM 对信噪比(SNR)更为敏感，随着 SNR 的增加，OFDMA 和DFT-S OFDM 性能会逐渐接近。图 4 给出了每用户分配 30

14、0 个相邻子载波、16 相正交幅度调制(16QAM)调制时，两种多址方式的编码系统的误块率(BLER)性能。这里 OFDMA 采用了 ZF 均衡，而 DFT-S OFDM 采用了 MMSE 均衡。可以看到，当 BLER 为 10-2 时，OFDM 与 DFT-S OFDM 相比，具有 3 dB的增益。原因在于信道是频率选择性的，OFDMA 能有效利用信道的频率选择性。所以，结合编码的 OFDM 系统与时域编码系统相比，能获得明显的增益。在实际系统中，接收端需要进行信道估计。图 5 是实际信道估计下的两种多址方案在120km/h 信道中的性能比较，采用了文献8中对 OFDMA 和 DFT-SOF

15、DM 定义的系统框图。对于两种多址方案，信道估计误差都会降低其性能。OFDMA 优于 DFT-S OFDM，在 BLER 为10-2 并采用 16QAM 调制时，OFDMA 有 5 dB 的增益。多输入多输出(MIMO)技术也是 LTE 的候选技术，它可以改善性能和提供频谱利用率。图 6是两种多址方案在理想信道估计时，结合 MIMO 技术的性能。这里，发送端采用了空时分组码(STBC)；在接收端，OFDMA 和 DFT-SOFDM 分别采用了 ZF 均衡和 MMSE 均衡。从仿真结果可以看到，在 BER 为 10-2、采用正交相移键控(QPSK)调制时，OFDMA 有 2 dB的增益。当增加调制阶数，由 QPSK 变为 16QAM 后，OFDMA 与 DFT-SOFDM 相比，增益增加到 6.5 dB。因此，尽管 MIMO 技术能明显改善 DFT-S OFDM 的性能，由于不能利用频率选择性，结合 MIMO 的系统中，DFT-S OFDM 的性能仍劣于 OFDMA。4 结束语本文阐述了 OFDMA 和 DFT-S OFDM 的基本原理，比较了两者的基本性能。仿真结果表明，在未编码的条件下，当 BER 为 10-3 、12 个子载波被占用时，OFDMA 优于 DFT-S OFDM