【VIP专享】通信原理_教学课件_25

1、通信原理第24讲 要点回顾和部分习题1第6章 数字基带传输系统 数字基带信号的波形、码型和频谱 数字基带信号的编码规则 NRZ码, RZ码, AMI码和HDB3码； 在码元速率一定时，多元码可以提高信 息速率，是以提高发送功率为代价的。 数字基带信号的频谱特性 功率谱可分为连续谱和离散谱两部分。 单极性NRZ、RZ和双极性NRZ矩形脉冲 序列的功率谱特性。2第6章 数字基带传输系统 数字基带传输系统模型 产生误码的原因：信道加性噪声；码间串扰。 码间串扰的定义和影响（严重时会导致误码）。3第6章 数字基带传输系统 无码间串扰的时域条件 无码间串扰传输特性的选择依据： 奈奎斯特第一准则 将H()

2、在 轴上以2/Ts为间隔切开，然后分段沿 轴平移到(-/Ts, /Ts)区间内，将它们进行叠加，其结果应当为一常数。4第6章 数字基带传输系统 理想低通传输特性 基带传输最高频带利用率 升余弦滚降频谱特性 升余弦滚降系统的最高频带利用率为 5第6章 数字基带传输系统 部分响应系统 第一类部分响应系统的频带利用率 第一类部分响应系统的实现预编码-相关编码-模2判决 预编码规则： bk = ak bk-1 即: ak = bk bk-1 相关编码： ck = bk + bk-1 模2判决： ak = ckmod2 6第6章 数字基带传输系统 第IV类部分响应信号 考虑输入信号为四进制预编码：相关编

3、码：接收端解码： 当输入为L进制信号时，经部分响应传输 系统得到的第、类部分响应信号的 电平数为（2L-1）。7第6章 数字基带传输系统 眼图模型和相关概念 作用：校正或补偿系统特性，减小码 间串扰的影响。 均衡器 时域均衡原理 均衡器均衡效果评价的方法 “迫零”均衡器的设计86-7 已知信息代码为1011 0000 0000 0101，假设该序列前一编码输出为V-。试确定相应的AMI码以及HDB3码。 信息码： 1 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 1 AMI码: +1 0 -1 +1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 -1 0 +1 AMI码: -1 0 +1 -1

4、 0 0 0 0 0 0 0 0 0 +1 0 -1 信息码： 1 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 1 HDB3 V- +1 0 -1 +1 0 0 0 V+ -B 0 0 V- 0 +1 0 -1 96-11 设基带传输系统的发送滤波器、信道和接收滤波器组成总特性为H()，若要求以2/Ts波特的速率进行传输，试验证图P6-6所示的的各种H() ，能否满足抽样点上无码间串扰的条件。 Nyquist第一准则10（a）Nyquist带宽 该系统无码间串扰传输的最大码元传输速率以2/TS波特的速率进行数据传输时，该系统不满足消除抽样点上码间串扰的条件。 11（b）传输速率2/

5、Ts虽然小于（奈奎斯特速率）3/Ts，但由于不是2/Ts的整数倍，所以在该系统中以2/Ts的速率传输，不能消除码间串扰。（c）该系统满足消除抽样点上码间串扰的条件。 12（d）因此，该系统不满足消除抽样点上码间串扰的条件。136.12解：（1）该系统可构成等效矩形系统所以该系统能实现无码间干扰传输。 （2）该系统无码间干扰的最大码元传输速率为 14由于系统的实际带宽为所以，此时系统的频带利用率为15【练习】、设采用预编码的第四类部分响应形成网络的输入序列 为00011110101001011，试求预编码后序列 和输出序列 。解：预编码序列 ：输出序列 ：1-10100-1010-1-11100

6、输出ck1001000010001100000预编码bk11010010101111000ak016第7章 数字频带传输系统二进制数字调制的已调信号时域和频域特性： 2ASK信号产生方法：模拟调制法和键控法 2ASK信号的解调方法：非相干解调和相干解调 2ASK信号的功率谱是基带信号功率谱B(f)的线 性搬移（属线性调制）。 g(t)为矩形不归零脉冲时2ASK信号带宽:频带利用率:17第7章 数字频带传输系统 g(t)为升余弦滚降波形时 二进制频移键控（2FSK）的产生方法 若以功率谱第一个零点之间的频率间隔计算 2FSK信号的带宽，则其带宽近似为18第7章 数字频带传输系统 2PSK信号的时

7、域表达式和信号波形 “倒”现象或“反相工作” PSK特点： 无离散载波分量；解调时存在相位 模糊；与ASK有相同的频带利用率。 但是功率 利用率高于2ASK信号。 2DPSK是利用前后相邻码元的载波相对相位 变化来表示数字信息。 2DPSK信号的波形和解调方法： 相干解调加码反变换法 延迟差分相干解调法19第7章 数字频带传输系统 多进制数字调制原理 MASK信号的频带利用率 MFSK信号的带宽：B fM - f1 + f 多进制绝对相移键控(MPSK)：采用频带传输时，频带利用率最高为1Baud/Hz. 20第7章 数字频带传输系统 正交相移键控 (QPSK) QPSK信号矢量图参考相位11

8、010010参考相位1000011121第7章 数字频带传输系统 正交相移键控 (QPSK) 对于QPSK调制信号，如果用功率谱谱零点 宽度(主瓣、双边带)来表示其占据的带宽， 则QPSK信号的带宽为2/Ts，频带利用率为 1bps/Hz。 偏置QPSK(OQPSK): 为了减小此相位突变， 将两个正交分量在时间上错开半个码元，使 之不可能同时改变。227-7 已知发送数字信息为011010，分别画出下列两种情况下的2PSK、2DPSK和相对码的波形： （1）码元速率为 ，载波频率为 ； （2）码元速率为 ，载波频率为 ；解：23247-8 在2ASK系统中，已知码元传输速 率 ，信道加性高斯

9、白噪声的单边功率谱密度为 ，接收端解调器输入端的峰值振幅 ，试求： （1）非相干接收时系统的误码率； （2）相干接收时系统的误码率。【解】：（1）非相干接收时， 噪声功率： 信噪比：25（2）相干接收时，267-11 某2FSK系统中的码元传输速率 发送1符号的频率f1的频率为10MHz，发送0符号的频率f2的频率为10.4MHz，且发送概率相等。信道加性高斯白噪声的单边功率谱密度为 接收端解调器输入端的峰值振幅 。 试求： （1）2FSK信号的第一谱零点带宽； （2）非相干接收时系统的误码率； （3）相干接收时系统的误码率。27解：带宽： 非相干接收时 相干接收时282FSK信号的功率谱和带

10、宽297-16 已知数字信息为1时，发送信号的功率为1kW， 信道功率损耗为60dB，接收端解调器输入的噪声功率为 W ，试求非相干解调OOK及相干解调2PSK系统的误码率。解：计算接收信号功率信噪比 OOK非相干解调：2PSK相干解调307-20 采用4PSK调制传输2400bps数据， （1）最小理论带宽是多少？ （2）若传输带宽不变，而比特率加倍，则调制方式如何 改变？解：（1） 符号速率最小理论带宽基带：最大频带利用率为2；调制信号：最大频带利用率为1；（2）若比特率加倍，而传输带宽不变，则波特率应不变， M16，故可使用16PSK调制进行传输。 31第8章 新型数字带通调制技术16Q

11、AM信号和16PSK信号的性能比较正交2FSK信号的最小频率间隔1 / (2Ts)MSK和GMSK的调制和解调原理OFDM的基本原理fmin = 1/Tsfk2/Tsfk1/Tsfkff32第8章 新型数字带通调制技术 MSK信号特点 （1）已调信号的振幅是恒定的； （2）信号的频率偏移严格地等于 相应的调制指数（3）以载波相位为基准的信号相位在一个码 元期间内准确地线性变化（4）在码元转换时刻信号的相位是连续的， 或者说，信号的波形没有突跳。33练习 一个8PSK和8QAM的星座图如题图5-10所示（1）若8PSK星座图中两相邻星座点之间的最小欧式距离为A，求圆的半径r；（2）若8QAM星座

12、图中两相邻星座点之间的最小欧式距离为A，求其内圆和外圆的半径a和b；（3）假设星座图上的各信号点等概率出现，求出两信号星座图对应的信号平均功率，在相邻星座点之间的最小欧式距离均为A的条件下比较这两种星座图对应的8PSK和8QAM信号的发送功率差异。34解：（1）对于8PSK，最小欧式距离A与圆的半径r 满足余弦定理： 35（2）对于8QAM信号，内圆最小欧式距离A与内圆的半径r的关系为：对于外圆，由于b与a的夹角为45，三角形的另一边长为A，利用余弦公式36（3）8PSK信号的平均发射功率：8QAM信号的平均发射功率：8PSK比8QAM相比37解：1）MSK信号的相位路径：由分析可画出附加相位

13、变化如图8-1 设发送数字信息序列为1 1 1 1 1 1 1，试画出MSK信号的附加相位变化图形。若信息速率为 ，载频为 ，试画出MSK信号的波形。 382）若，则可得传“1”码时，载波频率为传0码的频率为可画出MSK信号波形如图：39第9章 模拟信号的数字传输 低通信号的抽样定理 抽样信号的频谱Xs(f)是无数间隔频率为fs 的原信号频谱X(f)相叠加而成。 信号的重建 实际应用中，抽样频率fs必须比2fH 大一些。40第9章 模拟信号的数字传输 带通信号的抽样定理 抽样是对原始信号频谱进行周期性延拓的结 果，只要保证边带之间不重叠即可。如果要求各边带之间等间隔，则fH = NB 时，抽样

14、频率为2B。当fH 不是B的整数倍，则带通信号的最小抽样频率在2B4B间变动。41第9章 模拟信号的数字传输 模拟信号的量化方法：均匀量化和非均匀量化 量化是按预先规定的有限个电平表示模 拟抽样值的过程。 正常量化区内，均匀量化的最大量化误差 与样值信号的大小无关。 量化器的平均输出信号量噪比随量化电平数 M的增大而提高。42第9章 模拟信号的数字传输 非均匀量化的目的： 提高小信号的输出信号量噪比。 非均匀量化的原理： 量化间隔随信号抽样值的不同而变化。信号抽样值小时，量化间隔v也小；信号抽样值大时，量化间隔v也变大。 目前国际上广泛使用的是A律和律压缩特 性。我国大陆：A = 87.6。4

15、3第9章 模拟信号的数字传输 脉冲编码调制（PCM）的原理与性能，二进制 码字码型、A律13折线编码。 从模拟信号抽样、量化，直到变换成为二进 制符号的基本过程，称为脉冲编码调制。 PCM中常用的码型： 自然二进码；折叠二进码；循环二进码（格雷码）：一个重要特点是相邻码字之间 只有一位码元不同。44第9章 模拟信号的数字传输 8位A律13折线PCM编码过程 确定极性码；确定段落码c2 c3 c4 ，（128， 512，1024；确定段内码：段内码是按量化 间隔均匀编码的，每一段落均被均匀地划分 为16个量化间隔。确定量化值落在具体哪个 段落，取其段落中间值。 PCM译码过程：解码过程中为了减少

16、误 差，在量化判决电平的基础上加上1/2量化 间隔，所对应的编码输出是12位，1/2个量 化间隔的权值在4位段内码之后。45第9章 模拟信号的数字传输 自适应差分脉冲编码调制原理 8k抽样速率，那么，1路PCM信号需要用 64kbps的传输速率； ADPCM可在32kbps上达到64kbps的PCM数 字电话质量。 ADPCM的主要改进是量化器和预测器均采 用自适应方法。 所谓量化自适应的基本思想是让量化阶(n) 的变化随输入信号的均方根值s(n)相匹配， 即(n)=Ks(n)。46第9章 模拟信号的数字传输 增量调制的原理与性能 增量调制(M)可以看成是一种最简单的DPCM。 增量调制系统中

17、的量化噪声 一般量化噪声：阶梯本身的电压突跳产生。 过载量化噪声：信号变化过快引起失真。 最大跟踪斜率47第9章 模拟信号的数字传输 增量调制的优点： 在比特率低时，M的量化信噪比优于PCM；实现电路比PCM简单，M只编一位码，接收端不需要码字同步。 M的缺点：当输入信号变化斜率大时，M 会出现过载现象。 数字压扩自适应增量调制 连续可变斜率增量调制CVSD：连码检测、音节平滑，量阶随音节时间间隔（5 20ms ）中信号平均功率变化。48第9章 模拟信号的数字传输 时分复用的基本概念：PDH SDH 准同步数字体系(PDH)ITU提出的两个建议： E体系 我国大陆、欧洲及国际间连 接采用；E1

18、标称速率：2.048Mbps T体系 北美、日本等。 E体系的一次群结构49习题 设信号频率范围为04kHz，幅值在-4.096 +4.096V间均匀分布。若采用13折线A律对该信号 进行非均匀量化编码。 （1）试求这时最小量化间隔等于多少？ （2）假设某时刻信号幅值为1V，求这时编码器 输出码组，并计算量化误差。解：(1) 最小量化间隔 （2）信号幅值 确定极性码：幅值大于0，所以极性码50 确定段落码：第一次比较：考虑抽样值处于13折线8个段落中的前四段还是后四段，故 ，说明抽样值位于后四段，故第二次比较考虑抽样值处于56段还是78段，故，说明抽样值位于56段，故 第三次比较考虑抽样值处于

19、5段还是6段，故51，说明抽样值位于后6段，故第四次比较：参考权值电流位于量化间隔7和8之间，故确定段内码：第6段有16个量化间隔，每个量 化间隔的长度为16，故，说明抽样值位于后8个量化间隔，故 52第五次比较：参考权值电流位于量化间隔11和12之间，故，说明抽样值位于后4个量化间隔，故 第六次比较：参考权值电流位于量化间隔13和14之间，故，说明抽样值位于后2个量化间隔，故 53第七次比较：参考权值电流位于量化间隔14和15之间，故，说明抽样值位于第15个量化间隔的中间，故 可得出编出的PCM码组为11011111其量化电平为。故量化误差等于54第10章 数字信号的最佳接收 数字信号的最佳

20、接收 “最佳”准则是最小错误概率准则和最大 输出信噪比准则。 匹配滤波器最大输出信噪比和信号波形无 关，只决定于信号能量E与噪声功率谱密度 n0之比。 基于最小错误概率准则的最佳接收机的核 心是由相乘和积分构成的相关运算，常称 这种算法为相关接收法。55第10章 数字信号的最佳接收 二元确知数字信号的最佳接收机结构 匹配滤波器的传输特性 最小错误概率准则若 ，则判为“0” ；若 ，则判为“1” 。 最大信噪比准则5610-5 设一个2PSK接收信号的输入信噪比为 ，试比较最佳接收机和普通接收机的误码率相差多少，并设后者的带通滤波器带宽为6/Ts HZ。解 信噪比 最佳接收机： 实际接收机： 比较 信噪比降低了7dB