UPS的节能控制与Udc-PWM控制

1、UPS的节能控制与Udc-PWM控制（1）高频UPS性能好的原因，是整流器采用了SPWMBoostPFC节能控制；工频UPS性能差的原因，是整流器采用了SCR多相相位控制。如果把高频整流器的控制方式巧妙地应用到工频整流器上，即采用Udc-PWM控制时，也可以把工频UPS的性能提高到高频UPS的水平，说明决定UPS性能的不只是UPS的电路结构，而更重要的是取决于UPS的控制方式。对于高频与工频UPS来说，效率与市电输入电流的THDI是一对矛盾，例如对高频UPS，当过高地追求THDI的指标时，就会使UPS的效率下降。用高频化减小高频UPS的THDI比较方便、容易，但消耗的功率较大；用增加相数减小工

2、频UPS的THDI不太方便，但基本不增加消耗功率，所以高频UPS今后的改进方向是如何减小开关损耗，如应用节能控制或软开关技术；而工频UPS今后的改进方向是如何减小THDI，如用谐波注入法或滤波技术。两种UPS可以相互促进，交替发展。一般来说：高频UPS适合于对体积重量要求小的用户，而工频UPS则适合于负载需要与市电电源隔离的用户。至于哪一种UPS更好，用户根据自己的情况自行选择。工频UPS与高频UPS大家知道，当前的UPS分为两种：即工频UPS与高频UPS。所谓工频UPS就是采用SCR多相相控整流器的UPS；所谓高频UPS，就是采用IGBT高频开关式SPWMBoostPFC整流器的UPS，两种

3、UPS的逆变器是相同的，都是采用IGBT三相半桥式SPWM高频逆变器。控制方式是决定UPS性能的关键，由于控制方式的不同高频UPS比SCR多相相控工频UPS具有更好的性能，并代表了当前UPS的发展方向，其主要优点是：1市电输入功率因数可以高达0.99以上，市电输入电流的THDI可以小于或等于5%，对市电电网污染小2电能变换效率高，并且受负载率变化的影响小，整机效率可以高达95%3对市电电压波动的适应能力强，可以达到30%4可以不用升压工频变压器，体积重量小高频UPS之所以具有这么多的优点，就是由于高频整流器采用了节能式BoostPFC控制造成的。把这种理念创造性地应用到工频UPS多相整流器上也

4、同样会得到良好的结果。IGBT高频BoostPFC整流器的SPWM节能控制高频UPS与工频UPS的主要区别，是市电输入整流器的不同，高频UPS采用的是SPWM节能控制，具有BoostPFC功能的IGBT三相高频开关式整流器，这种整流器可以通过高频SPWM控制使市电输入电流快速地跟踪市电输入电压，使其在波形与相位上与市电输入电压相同（PFC功能），使市电输入功率因数只与THDI有关，而与位移因数无关，这就是高频整流器市电输入功率因数高的真正原因。典型的高频UPS是由两个三相半桥式逆变器构成的如图1所示。图的左边工作在整流状态，右边工作在逆变状态是一种可以双向四象限工作的UPS。它没有也不必要再用

5、输出升压工频变压器，降低了成本，减轻了体积重量，但不能实现负载与市电电网的隔离。输出三相电压是靠两组400V的蓄电池和直流滤波电容Cd1=Cd2中点形成的零线来实现的，所以在控制时必须要保持正负直流电压相等，以避免在输出零线中有较大的直流分量，这对负载或负载中的变压器是不利的。由于市电电源是三相对称电源，所以UPS的输入最好采用三相三线制，以避免市电输入零点偏移对负载产生干扰。高频UPS的工作波形如图2所示，对于图1左边的整流器电路如图3所示：由互补开关Sap、San得到的a相SPWM电压波形为upa；由互补开关Sbp、Sbn得到的b相SPWM电压波形为upb；由互补开关Scp、Scn得到的c

6、相SPWM电压波形为upc。由图2可以看出upa+upb+upc0，所以upa、upb、upc不是三相对称电压，它们之中都含有零序谐波，即在零线中有零序电流流过，并在电路中产生损耗。但是三相线电压upab=upa-upb;upbc=upb-upc，upca=upc-upa是三相对称电压，upab+upbc+upca=0，其中upab的双重傅里叶级数表达式为：三种波形作为驱动信号的节能控制图3所示三相半桥式SPWMBoostPFC整流器的工作原理在文献【2】中已经做过了介绍，下面介绍它的节能控制法。由图3可知，它是由三个单相半桥式SPWMBoostPFC整流器组合而成的：由市电电源ua、及La，

7、Sap、Dap，San、Dan，Cd1=Cd2组成a相半桥式SPWMBoostPFC整流器；由市电电源ub、及Lb，Sbp、Dbp，Sbn、Dbn，Cd1=Cd2组成b相半桥式SPWMBoostPFC整流器；由市电电源uc、及Lc，Scp、Dcp，Scn、Dcn，Cd1=Cd2组成c相半桥式SPWMBoostPFC整流器。三个单相整流器共同向蓄电池充电。整流器中的开关管IGBT用图2中的线电压upab、upbc、upca所示的波形作驱动信号进行SPWM控制，得到市电输入电流的波形如图2中ia、ib、ic所示，可知它们不含零序谐波，是三相对称的故整流器可以采用三相三线制输入，不用零线，电流只在三

8、相之间交替转换流动。对于a相整流器，当ua为正时San导通，La储能。在San关断时，La放能，并与电流ia一起向上部的蓄电池组及Cd1充电；当ua为负时Sap导通，La反向储能。在Sap关断时，La反向方能，并与负电流-ia一起向下部的蓄电池组及Cd2充电。对于b相与c相整流器的工作过程与a相整流器相同。节能控制法的思路是：由于ia+ib+ic=0，是三相对称电流，故在实际控制时只对其中两相电流进行控制就可以了，这样做可以减少1/3的开关切换次数，可以节省1/3的开关损耗。为了进一步节能，最好的节能控制法是对输入电压ua、ub、uc中瞬时值最大一相电压的之间的60区间不进行SPWM控制（因为

9、在这个区间的电流值最大，节能效果最好），而只对另外两项电压瞬时值最小的之间的60区间进行SPWM控制，这样做的好处是虽然也是减小了的开关切换次数，但却可以把开关损耗减小到节能控制电路的框图如图4所示，电压调节器作为外环，以保证直流输出电压的稳定；电流调节器最为内环，以控制输入电流在波形与相位上与市电输入电压相同。电压调节器的输出信号Ud1与市电电压的检测信号ua、ub、uc相乘，产生出三相输入电流的指令值信号i*a、I*b、I8c，指令值信号与输入电流ia、ib、ic进行比较作为电流调节器的输入信号，通过电流调节器使市电输入电流在波形与相位上与市电输入电压相同。电流调节器的输出信号ua2、ub

10、2、uc2就是SPWM调节器的正弦调制波。将ua2、ub2、uc2经过/Y变压器将信号滞后30，而后再与载波三角波进行比较，所产生的相电压SPWM波形再通过减法器相减，使信号超前30，就可以得到高频整流器六个IGBT开关管的SPWM驱动信号如图2中的ia、ib、ic所示。为了使相电压中之间的60区间不进行SPWM控制，在图4所示的节能控制电路中把图上部的SPWM线电压驱动信号波形与下面的60方脉冲在相应IGBT开关管的栅极上相加就可以了如图4中下方“在点”的波形所示，这样就得到了在之间的60区间不进行SPWM控制的节能驱动信号。六个开关驱动信号的波形、直流输出电流与输出电压波形和三相市电输入电

11、流ia、ib、ic的波形如图5所示。单极性SPWM相电压作信号的节能三相半桥式高频SPWMBoostPFC整流器的节能控制，也可以采用其它的SPWM波形作为IGBT开关管的驱动信号，如图2中的相电压upa、upb、upc波形或图6（a）中所示的单极性SPWM相电压upa、upb、upc波形。但这些电压波形的特点是三相瞬时值之和不等于零，都含有零序谐波，但它们的基波电压之和等于零，故可以在三相三线制输入时才可以用作节能控制开关管的驱动信号。三者的对比如表1所示。综合比较还是采用图2中线电压波形作为节能控制驱动信号波形为最好。它可以使高频整流器的开关损耗节省50%；可以使市电输入电流的THDI减小

12、到3.9%，可以使市电输入功率因数提高到0.999，可以消除同桥臂开关管之间的串通故障，可以使输入不用零线，消除了电源侧零点漂移干扰的影响。高频UPS市电输入功率因数高的原因根据市电输入功率因数的定义k=cos，k与（基波电流滞后于电压的相位角）的关系如表3所示对于SCR多相相控工频整流器由于工频整流器采用的是SCR多相相控整流，故会导致市电电压的畸变，而且它又是一个低速时滞环节，不仅仅无法实现输出电压的快速调节，而且在相控调节过程中还会改变输入电流与市电电压之间的相位角，引发出位移因数k=cos（式中为SCR的相位控制角）SCR多相相控整流器的特性值如表4所示，由表4可知：对于SCR多相相控

13、整流器，在满足市电电压波动15%的调节范围时，会使相位控制角具有032的变化如图7所示。当=32时，k=cos32=0.848。k是功率因数低的根源。对于12相整流，THDI=0.1522，PF=0.98860.848=0.838对于18相整流，THDI=0.1011，PF=0.9970.848=0.845对于IGBT高频BoostSPWMPFC整流器IGBT高频BoostSPWMPFC整流器是一种可以对市电输入电流波形和相位进行快速调节的，具有PFC功能的高频整流器，它能使输入电流的波形和相位与市电输入电压相同。它能利用自己的PFC功能，把市电输入功率因数中的位移因数k消除了，使市电输入功率

14、因数只与畸变因数kd有关。当THDI=5%时，这就说明了高频UPS比工频UPS市电输入功率因数高的原因是高频整流器利用了自身快速调节的性能优势，废弃了SCR相位控制而把PFC技术引入到高频整流器中造成的。高频UPS不用工频变压器的原因高频UPS不用工频变压器是电力电子技术的发展的结果，与工频UPS相比，高频UPS不用工频变压器的原因大概是：1高频UPS不用SCR多相相控整流，故可以不用市电输入整流变压器。2高频UPS采用的是IGBTBoostSPWMPFC高频整流器，这种整流器是升压式的，它的直流输出电压,已经满足了UPS中三相半桥式逆变器对输出220V/380V电压所需要的直流母线电压的要求

15、，故也不必要再采用工频变压器进行升压。3由于在计算机中的高频开关电源中，一般都设有高频变压器，这种变压器已经起到了隔离作用，所以在高频UPS中也可以不必再设置隔离变压器了。所以在高频UPS中不用工频变压器，是利用了现代整流技术与现代高频开关电源技术的成果，为了降低UPS的体积重量、提高UPS的市电电源输入功率因数、提高UPS的电能变换效率，降低UPS的制造成本，所以必须采用的一种改进措施。高频UPS提高对市电电压波动适应能力对于工频UPS与高频UPS来说，都可以对其直流母线电压进行调节的能力，因此都可以增强对市电电压波动的适应能力。只不过工频UPS的整流器是SCR多相相控整流，是通过调节市电输

16、入电压的相位控制角来调节输出直流电压的，输出直流电压与相位控制角是余弦关系如图7所示，是非线性的。而且在调解过程中对UPS的市电输入功率因数、对UPS的效率、对UPS的负载率都有较大的影响。为了限制这种影响，不宜把调压范围加宽，因而也就减小了对市电电压波动的适应能力。高频UPS采用的是IGBT高频BoostSPWMPFC整流器，它的调压是在线性区域进行的，在调压过程中对UPS的市电输入功率因数、对UPS的效率都没有影响。故调压范围由15%可以增宽到30%，因此对市电电压波动的适应能力强。工频UPS与高频UPS的效率与负载率关系工频UPS与高频UPS所用整流器是不相同的，不同的整流器其效率与负载

17、率的关系也是不同的，UPS用整流器的效率等于输出平均功率与输入平均功率之比，即式中P为各种平均功率损耗如整流器中各种元器件及各种等效电阻上的功率损耗。产生功率损耗的等效电阻，可以用综合等效成一个并联电阻Ru和一个串联电阻RI来表示，如图8所示。图9效率曲线与最大效率max位置效率与负载率Id/IdN的关系曲线就是效率曲线，它是在输入Ui不变，输出电流Id变化的条件下测定的。整流器的损耗有两种：一种是取决于电压的并联损耗Pu，它是不变的，称为固定损耗；另一种是取决于电流的串联损耗PI，它是随着电流的大小而变的，称为可变损耗。对于UPS用整流器，当等效电阻为不变的线性电阻时其效率为通常在满载时PI

18、Pu，轻载时PUPI，效率都会略低些。当负载率40%时效率较高。当PU与PI所占的比例不同时，即使max相同曲线的形状也是不同的如图9所示0。对于SCR相控整流器，它有输入整流变压器，并且是通过控制市电电压来调压的，因此它的空载损耗大，或者说固定损耗PU点的比例大，可变损耗PI点的比例小必须在使负载率Id/IdN接近于1时才能使Pu=PI，才能使=max，如图9曲线所示，其缺点是在较宽的低负载率范围内达不到较高的效率。对于高频SPWMBoostPFC整流器，它没有空载损耗较大的市电输入整流其变压器，并且是通过控制市电输入电流来调节直流输出电压的，PU点的比例小，PI占的比例大，所以当负载率Id

19、/IdN=45%55%时就能使PI=PU，就能使=max，如图9曲线所示。其优点是当负载率Id/IdN=30%100%时，都能得到较高的整流效率。如果空载损耗占得比例很小，效率的最高点max在较小的负载电流下出现如图9曲线所示。虽然额定电流IdN的效率减小了一些，但使负载范围更宽。这是高频UPS采用高频SPWMBoostPFC整流器主要优点之一，即效率受负载率的影响较小。高频UPS效率较高的原因高频UPS效率较高，是由多方面的原因造成的，有的可以定量说明，有的只能定性说明。在这些原因当中不管定量还是定性说明，节能控制法都应该是最主要的原因。如果没有把开关损耗减少50%的节能控制，即是高频UPS

20、具有很多的提高效率的有利条件，也不能把UPS的效率提高到0.95。高频UPS采用的是IGBTBoostSPWMPFC高频整流器，其输出直流电压,在直流母线上并接的储能蓄电池是67节，而工频UPS的直流母线上并接的储能蓄电池是34节，电压为408V。这就说明高频UPS的直流母线电压比工频UPS高倍。大约可以使UPS得线路损耗减少0.55%。前面已经说过，高频UPS中没有设置工频变压器，一般大功率工频变压器的效率为97%99%，故可以减小大约2%的电能损耗。一般高频UPS的效率受负载率的影响较小，如图10所示，大约当负载率30%时UPS的效率就可以达到0.94以上，比工频UPS要高一些。为了提高U

21、PS的效率，把蓄电池直接并联在直流母线上，节省了Buck/Boost变换器，减少了Buck/BoostDC/DC变换器的开关损耗。高频UPS的市电输入功率因数高，市电输入电流的THDI小，减少了UPS输入侧设备如开关、电缆等所消耗的总电能。此外，高频UPS是一种电能可以双向流动的UPS电路，因此输入侧的Boost储能电感上所消耗的无功电能，可以由市电或负载侧双向供给，故市电输入功率因数可以等于1，减少损耗。图10高频UPS的效率与负载率的关系曲线综合以上各种节能的因素，可以使高频UPS的效率比工频UPS大约可以提高（34）%。节能控制能克服高频UPS零地电压的缺点高频UPS有两个大的缺点1开关

22、损耗大2零地电流大节能控制除了可以克服高频整流器开关损耗大的缺点外，还可以克服零地电压大的缺点。所谓零地电压，就是在零线中流过的工作电流（包括三相不对称电流和零序谐波）在零线阻抗上产生的电压降造成的。高频UPS在按照常规的SPWM控制时，是按照图2工作波形上部upa、upb、upc所示波形进行控制的，由于波形中含有零序谐波，故upa+upb+upc0，而是等于如图2中upa+upb+upc所示的数值较大的零序谐波电压，因此高频整流器必须采用三线四线制输入，而且在零线中必然会流过数值较大的零序谐波电流，此电流就会在零线上产生出数值较大的零序谐波电压，使零地线之间出现数值较大的“零地电压”，这是老

23、式高频UPS的一个缺点。当采用图2下部所示的线电压（upab、upbc、upca）进行节能控制时，因为波形是三相对称的，不在含有零序谐波，因此可以不用零线，故高频UPS中高频整流器会增大零地电压的缺点也就被克服掉了。提高工频整流器性能Udc-PWM控制当前工频UPS与高频UPS相比具有如下的缺点：1市电输入功率因数较低，只能达到0.852电能变换效率低，只能达到92%3对市电电压波动的适应能力差，只能达到15%4负载率对UPS效率的影响较大通过以上27节的分析已经找到了，工频UPS缺点的根源是采用了半控器件SCR的相控整流控制方式，也找到了高频UPS优点的根源是采用了全控器件的SPWM控制。面

24、前已经说过，控制方式是决定UPS性能的关键。因此为了提高高频UPS的性能，克服上述缺点，可以仿照高频UPS对其进行改造，方法是把开关管SCR改换成GTO，把相控改成Udc-PWM控制，这样就可以消除位移因数及非线性的影响，并使其具有了PFC功能，因此就可以把工频整流器的性能提高到高频整流器的性能，把工频UPS的性能提高到高频UPS的水平。而且还具有比高频整流器的开关损耗小倍的低耗能特性。因此用不着再采用节能式SPWM控制方式，只需用一般的Udc-PWM控制即可，简化了控制电路。下面以12脉波工频整流器为例进行介绍，其主电路如图11所示。其中图（a）为主电路图，图中电流ia1的波形如图（b）所示

25、，电流ia2的波形如图（d）所示，市电输入电流ia=ia1+ia2的波形如图（e）所示，是一种等阶如果想进一步提高市电输入功率因数，可以加入11次谐波滤波器，或采用如图13所示的谐波注入电路，把12脉波整流成24脉波整流，这样可以使市电输入电流的THDI减小到11.16%或7.57%使市电输入功率因数提高到为了把整流器对市电电压波动的适应能力由15%提高到30%，采用了Udc-PWM控制法。为此把图11（e）所示的六梯级阶梯波改造成了如图12所示，中间带缝的六梯级阶梯波，其中小方波脉冲的宽度为，为调节度，用调节的办法通过调节小方波脉冲的宽度来调节直流输出电压。整流器的Udc-PWM控制电路如图

26、14所示。用12个钟脉冲产生出12个载波三角波uc，用uc与直流控制电压Udc进行比较，在Udcuc的部分产生出整流器开关管的PWM触发信号Ug，将Ug与整流器原有的触发信号一起送到门电路中，当原有的触发信号与Ug同时为正时，就能产生出整流器各开关管的PWM触发脉冲信号。直流控制电压Udc是双环控制电路中电流调节器的输出直流电压（这部分在图中没有画出），如高频整流器一样，通过调节Udc的大小就可以调节整流器的直流输出电压，整流器的调节特性可以用下式表示：而且适应调节范围也是足够大。可以满足对市电电压波动的适应能力达到30%的要求。并能保证使整流器的直流输出电压为8003%以内。此外，由于在Udc-PWM控制的工频整流器中，去掉了控制市电输入电压的SCR多相相控整流，取而代之的是通过控制市电输入电流来调压的Udc-PWM控制，因此空载损耗较小，PI点的比例比原来SCR相控工频整流器要大，故整流效率受负载率的影响要小一些。这里还需要说明的一点是，虽然在Udc-PWM控制的工频UPS中，没有省略掉市电输入整流变压器，但它是一个一职多用途的变压器，除了作为多相整流变压器之外，还具有升压与隔离功能。对于一些