正激式开关电源的设计

1、177-3 正激式开关电源的设计中山市技师学院 葛中海由于反激式开关电源中的开关变压器起到储能电感的作用，因此反激式开关变压器类似于电感的设计，但需注意防止磁饱和的问题。反激式在20100W的小功率开关电源方面比较有优势，因其电路简单，控制也比较容易。而正激式开关电源中的高频变压器只起到传输能量的作用，其开关变压器可按正常的变压器设计方法，但需考虑磁复位、同步整流等问题。正激式适合50250W之低压、大电流的开关电源。这是二者的重要区别！7.3.1 技术指标正激式开关电源的技术指标见表7-7所示。表7-7 正激式开关电源的技术指标项 目参 数输入电压单相交流220V输入电压变动范围160Vac

2、235Vac输入频率50Hz输出电压VO=5.5V20A输出功率110W7.3.2 工作频率的确定工作频率对电源体积以及特性影响很大，必须很好选择。工作频率高时，开关变压器和输出滤波器可小型化，过渡响应速度快。但主开关元件的热损耗增大、噪声大，而且集成控制器、主开关元件、输出二极管、输出电容及变压器的磁芯、还有电路设计等受到限制。这里基本工作频率选200kHz，则=5s式中，为周期，为基本工作频率。7.3.3 最大导通时间的确定对于正向激励开关电源，选为40%45%较为适宜。最大导通时间为= （7-24）是设计电路时的一个重要参数，它对主开关元件、输出二极管的耐压与输出保持时间、变压器以及和输

3、出滤波器的大小、转换效率等都有很大影响。此处，选=45%。由式（7-24），则有=5s0.45=2.25s正向激励开关电源的基本电路结构如图7-25所示。图7-25 正向激励开关电源的基本电路结构7.3.4 变压器匝比的计算1次级输出电压的计算如图7-26所示，次级电压与电压+的关系可以这样理解：正脉冲电压与包围的矩形“等积变形”为整个周期的矩形，则矩形的“纵向的高”就是+，即 （7-25）式中，是输出二极管的导通压降，是包含输出扼流圈的次级绕组接线压降。由此可见，图7-26所示A面积等于B面积，C是公共面积，因此，真正加在负载上的输出电压更小。图7-26 “等积变形”示意图根据式（7-25）

4、，次级最低输出电压为=14V式中，取0.5V（肖特基二极管），取0.3V。2变压器匝比的计算正激式开关电源中的开关变压器只起到传输能量的作用，是真正意义上的变压器，初、次级绕组的匝比为= （7-26）根据交流输入电压的变动范围160V235V，则=200V350V，=200V，所以有=14.3把式（7-25）、（7-25）整合，则变压器的匝比为= （7-27）7.3.5 变压器次级输出电压的计算变压器初级的匝数与最大工作磁通密度（高斯）之间的关系为 （7-28）式中，为磁芯的有效截面积（mm2），为最大工作磁通密度。输出功率与磁芯的尺寸之间关系，见表2-3所示。根据表2-3粗略计算变压器有关参

5、数，磁芯选EI-28，其有效截面积约为85mm2，磁芯材料相当于TDK的H7C4，最大工作磁通密度可由图7-27查出。图7-27 H7C4材料磁芯的B-H特性实际使用时，磁芯温度约为100，需要确保为线性范围，因此在3000高斯以下。但正向激励开关电源是单向励磁，设计时需要减小剩磁（磁复位）剩磁随磁芯温度以及工作频率而改变。此处，工作频率为200kHz，则剩磁约减为1000高斯，即磁通密度的线性变化范围为2000高斯。根据式（7-28），得=26.5匝，取整数27匝。因此，变压器次级的匝数为=/=27/14.3=1.9匝，取整数2匝。当=/=27/2=13.5。根据式（7-27），计算最大占空

6、比为=42.5%也就是说，选定变压器初、次级绕组分别为27和2匝，为了满足最低输入电压时还能保证输出电压正常，开关电源的最大占空比约为42.5%，开关管的最大导通时间约为2.1s。下面有关参数的计算以校正后的（=42.5%）和（=2.1s）。同时，由式（7-26）计算的输出最低电压约为14.8V。7.3.6 变压器次级输出电压的计算1计算扼流圈的电感量流经输出扼流圈的电流如图7-28所示，则为= （7-29）式中，为输出扼流圈的电感（H）。图7-28 扼流圈中的电流波形这里选为输出电流（=20A）的10%30%，从扼流圈的外形尺寸、成本、过程响应等方面考虑，此值比较适宜。因此，按为的20%进行

7、计算。=0.2=200.2=4A由式（7-29），求得=4.6H如此，采用电感量为4.6H，流过平均电流为20A的扼流圈。若把变压器次级的输出电压与电流波形合并在一起，如图7-29所示。在期间，为幅度14.8V的正脉冲，VD1导通期间扼流圈电流线性上升，电感励磁、磁通量增大；在期间，为幅度的负脉冲（具体分析见下文），VD1截止、VD2导通，扼流圈电流线性下降，电感消磁，磁通量减小。输出给负载的平均电流为20A。稳态时，扼流圈的磁通增大量等于减小量。图7-29 次级的电压与电流波形2计算输出电容的电容量输出电容大小主要由输出纹波电压抑制为几mV而确定。输出纹波电压由以及输出电容的等效串联电阻ES

8、R ESR，是Equivalent Series Resistance三个单词的缩写，翻译过来就是“等效串联电阻”。ESR的出现导致电容的行为背离了原始的定义。ESR是等效“串联”电阻，意味着将两个电容串联会增大这个数值，而并联则会减少之。确定，但输出纹波一般为输出电压的0.3%0.5%。=1525mV （7-30）又=ESR （7-31）由式（7-31），求得ESR=3.756.25m即工作频率为200kHz时，需要选用ESR值6.25m以下的电容。适用于高频可查电容技术资料，例如，用8200F/10V的电容，其ESR值为31m，可选6个这样的电容并联。另外，需要注意低温时ESR值变大。流经

9、电容的纹波电流为=1.16A （7-32）因此，每一个电容的纹波电流约为0.2A，因为这里有6个电容并联。此外，选用电容时还要考虑到负载的变化、电流变化范围、电流上升下降时间、输出扼流圈的电感量，使电压稳定的环路的增益等，它们可能使电容特性改变。7.3.7 恢复电路设计1计算恢复绕组的匝数恢复电路如图7-30所示。VT1导通期间变压器T1的磁通量增大，T1蓄积能量；VT1截止期间释放蓄积的能量，磁通返回到剩磁。图7-30 恢复电路（VT1截止时）电路中T1上绕有恢复绕组，因此VT1截止期间，原来蓄积在变压器中的能量通过VD4反馈到输入侧（暂存）。由于VT1截止期间，恢复绕组两端的自感电压限制为

10、输入电压的数值，惟其如此，VD4才能把存储在中的磁场能转化为电场能反馈到输入侧。这时变压器初级感应电压为= （7-33）式中，是的感应电压，极性为上负下正；是的自感电压，极性也是上负下正（等于电源电压）。若主开关元件的耐压为800V，使用率为85%，即8000.85=680V。680-350=330V由式（7-33），求得=28.6匝，取整数29匝。2计算RCD吸收电路的电阻与电容VT1导通期间储存在T1中的能量为= （7-34）式中，为变压器初级的电感量。VT1截止期间，初级感应电压使VD3导通，磁场能转化为电场能，在上以热量形式消耗掉。中消耗的热量为= （7-35）因为=，联立式（7-34

11、）、（7-35），整理得= （7-36）因为输入电压最高时开关管导通时间最短，把上式中的换成，换成，加在VT1上的最大峰值电压为=+= （7-37）由此，求得为= （7-38）又，当输入电压时，为=2.11.2s式（7-38）中，初级的电感量是未知数，下面求解。Al-Value值由磁芯的产品目录提供。EI（E）-28，H7C4的A1-Value值为5950，则A1-Value= （7-39）由式（7-39），求得为=5950=59504.3mH由式（7-38），求得为=28.2k式中，加在VT1上的最大峰值电压取680V。时间常数比周期要大的多，一般取10倍左右，则=10=101773pF3计

12、算主绕组感应电压当=350V，根据式（7-33），得=325V阅读资料对于正激式开关电源来说，主开关元件导通时变压器励磁，在即将结束时初级绕组的励磁电流为。开关断开时，变压器需要消磁，恢复二极管VD3和绕组就是为此而设，励磁能量通过它们反馈到输入侧。若绕组中蓄积的能量全部转移到绕组中，开关断开瞬间“安·匝相等”原理仍然成立，则绕组的励磁电流为把=代入上式，得=又，绕组的励磁电感与绕组的励磁电感的关系为恢复二极管VD3变为导通状态，变压器以输入电压进行消磁。为消除=的励磁电流，必要的时间类似=，即把上式、分别用前两式代入上式，整理得=为防止变压器磁饱和，必须在开关断开期间变压器完全消磁

13、，则=即因此，正激变换器的电压变比限制为比如，本例中=27，=29，则0.482（=0.425）。7.3.8 MOSFET的选用1MOSFET的电压峰值根据式（7-38），计算VT1上的电压峰值为=350690V实际上，MOSFET的漏-源极之间的还叠加有几十伏的浪涌电压，波形如图7-31所示。图7-31 加在主开关元件上的电压波形 图7-32 主开关元件上的电压与电流波形2MOSFET的电流及功耗根据变压器安匝相等原理，MOSFET的漏极电流平均值为=201.48A根据电感电流的变化量为20%，确定的前峰值和后峰值分别为=0.9=1.480.91.33A =1.1=1.481.11.63A式

14、中，、分别是开关管导通期间前、后沿峰值电流，与电流平均值有10%的差值。VT1的电压和电流波形如图7-32所示，VT1的总功耗为=（7-40）式中，是MOSFET导通电压，一般为在2V以下。采用功率MOSFET计算功耗时应注意：（1）PN结温度越高，导通电阻越大，超过100时，一般为产品手册中给出值的1.52倍。（2）功率MOSFET功耗中，由于占的比例比较高，必要时加宽进行计算。即在时，采用条件，或者时，采用条件进行计算。另外，在期间，由于功率MOSFET的漏极电流极小，其功耗可忽略不计。因为=2.1s，采用MOSFET产品手册中给出的上升时间，采用下降时间。这里，取=0.1s，=0.1s，

15、则=2.1-0.1-0.1=1.9s由式（7-40），求得为=5.3W式中，取1.7V。结温控制在120，环境温度最高为50时，需要的散热器的热阻为=12.2/W（7-41）由此，需要12.2/W的散热器，这时，由冷却方式是采用自然风冷还是风扇强迫风冷来决定散热器的大小。散热器大小与温升一例如图7-33所示。图7-33 功耗与温升的关系7.3.9 恢复二极管的选用恢复二极管选用高压快速二极管，特别注意反向恢复时间要短。1VD3的反向耐压在期间VD3反偏，正极相当于接地，加在VD3上的反向电压等于电源电压。当输入电压最大时，VD3反偏电压=350V。2VD4的反向耐压在期间VD4反偏，加在VD4

16、上的反向电压为电源电压与恢复绕组感应电压的叠加，当输入电压最高时，VD4反偏电压为=350726V （7-42）7.3.10 输出二极管的选用输出二极管选用低压大电流SBD，特别注意反向恢复时间要短。这是因为MOSFET通断时，由于二极管反向电流影响初级侧的开关特性，功耗增大的缘故。1整流二极管VD1的反向耐压在期间，由于输出滤波电感反激，续流二极管VD2导通，主绕组感应电压=330V；次级电压加在整流二极管VD1的两端，因此，VD1的反向电压为=32524V （7-43）实际上，开关管截止时有几十伏的浪涌电压叠加在这电压上。2续流二极管VD2的反向耐压在期间VD1导通，加在续流二极管VD2上

17、的反向电压与变压器次级绕组电压的最大值相同，即=35026V （7-44）实际上，开关管导通时有几V浪涌电压叠加在这电压上。加在VD1、VD2导通上的电压波形如图7-34所示。（a）整流二极管VD1两端的电压波形 （b）续流二极管VD1两端的电压波形图7-34 输出二极管电压波形整流二极管VD1的功耗为= （7-45）续流二极管VD2的功耗为= （7-46）式中，为反向电流，为反向恢复时间，均采用产品手册上给出的数值。有功耗时，输出二极管的电压和电流波形如图7-35所示。（a）整流二极管VD1两端的电压波形 （b）续流二极管VD1两端的电压波形7.3.11 变压器参数的计算MOSFET的漏极电

18、流平均值为就是变压器初级电流的平均值，因此为=1.48A正激式开关电源初、次级的电流同相，且均为梯形波。根据前述梯形波电流的有效值的公式=式中，是梯形波电流的前峰值与后峰值的比值，即=/。本电路就是，就是，则=/=0.9/1.10.82初级电流的有效值为=1.11.480.96A或用简单公式=1.480.96A次级电流的有效值为=0.9612.95A恢复绕组电流的有效值为=0.960.89A自然风冷时电流密度选为24（A/mm2），强迫风冷时选为35（A/mm2）较适宜。根据电流的有效值，变压器初级绕组使用的铜线0.6，电流密度为3.4（A/mm2），次级绕组使用的铜线0.39，电流密度为4.8（A/mm2），恢复绕组的铜线0.6，电流密度为3.15（A/mm2）。7.3.12 输出扼流圈的计算输出扼流圈用磁芯有EI（EE）磁芯、环形磁芯、鼓形磁芯等。设计时注意事项与变压器一样，磁通不能饱和，温升应在允许范围内。使用的磁芯也与变压器一样，采用EI-28，电感量在4.6H以上。因为流经线圈中的电流为20A，所以，使用0.5mm9mm的铜条，电流密度为4.44A/mm2采用上述铜条可以计算出最多只能绕6匝。H7C4材料磁芯的间隙与A1-Value之间的关系如图7-37所示。由式（7-39），需要的A1-Value值为A1-Value=127查看图7-37所示曲线A1-Value值