（电力电子与电力传动专业论文）智能型数字式逆变电源系统的研制.pdf

a b s tt a c t s t u d i e so nh i g h p o w e r e di n v e r t e rp o w e rs u p p l ys y s t e r na r eo n eo ft h ef o c u s e si n p o w e r e l e c t r o n i c sf i e l d t h i st h e s i sd e v e l o p e da ni n t e l l i g e n td i g i t a li n v e r t e rp o w e r s u p p l y s y s t e m t h ek e yp a r t o ft h e s y s t e m i n c l u d e st h ec o n t r o l so f p o w e ri n v e r t e r , s y n c h r o n i z a t i o n c o n t r o l a n d m a n i p u l a t i o n o fs t a t i c s w i t c h e s ，a n dm o n i t o r i n g o f m u l t i m o d u l e st h r o u g hc o m p u t e rn e t w o r k s t h em a i nc i r c u i to ft h ei n v e r t e rc o n t a i n sa nh b r i d g e ，d r i v ec i r c u i t ，p r o t e c t i o na n d d e t e c t i o nc i r c u i t ，e t e s y n c r e t i z i n gt h et e c h n o l o 百e so f d s pa n dc a nb u s 。t h es y s t e mc o n s i s to ft w oc h i p so fd s p , o n ec h i po f8 9 c 5 2 ，ac a n b u sc o n t r o l l e r , a n do t h e rp e r i p h e r a le q u i p m e n t s o n ed s pa st h em a s t e rc o n t r o lc h i po f p o w e r i n v e r t e rm o d u l ei si nc h a r g eo fd c - a c c o n t r o l s i n t e l l i g e n tp ic o n t r o ls t r a t e g ya n d s i n g l ep o l a r i t yd o u b l ef r e q u e n c ys p w l v la r ea d o p t e dt oi n s u r et h es t a b i f i t yo ft h eo u t p u t v o l t a g e t h eo t h e rd s p a st h em a s t e rc o n t r o lc h i po fs w i t c h a p p a r a t u s s t a t i cs w i t c h ， f u n c t i o ni ns y n c h r o n i z a t i o na n ds w i t c hc o n t r o l so fd o u b l ed o w e ts u p p l i e s v i ac a n b u s i s o l a t i o nc i r c e i t , d s pi sc o n n e c t e da n dc o m m u n i c a t et ot h es l a v ew h i c ha d o p t e d8 9 c 5 2 a st h em a s t e rc o n t r o l l e r 8 9 c 5 2a l o n gw i t ht h ec a nc o n t r o l l e ra n di n t e r f a c ec h i p so ft h e m o n i t o r i n ga n dc o n t r o lc o m p l e t et h et a s ko fc o m m u n i c a t i o na n dm o n i t o r i n go fs y s t e m w h c ai tc o m e st ot h ec o n n n u n i c a t i o nt ot h em a s t e r , r s 一2 3 2o rm o d e ma n dt e l e p h o n e 】i n e sa r eu s e dt oa c h i e v ei h el o c a lo rr e m o t eo p e r a t i o n s m u l t i p l ec p us t r u c t u r eb a s e do n d s pa n dc a nd e s c r i b e da b o v ei sah a r d w a r ef o u n d a t i o nf o rr e a l i z a t i o no fh i g h - p r e c i s i o n a n dh i 口由p e r f o r m a n c ei n t e l l i g e n tc o n t r o ls y s t e m t h ei n v e r t e rw a sd e s i g n e ds t r i c t l yc o n f o r mt ot h en a t i o n a ls t a n d a r dy d 门- 7 7 7 - 1 9 9 9 p r c a l lp a r a m e t e r so ft h ei n v e r t e rm e a s u r eu pw e l l t h ei n v e r t e rc a ns y n c h r o n o u s l y t r a c kt h en c t w o r kp o w e rp r e c i s e l yw i t ht h eh e l po ft h es t a t i cs w i t c h ，a n dt h es w i t c h o p e r a t i o ni sd o n ei n l e s st h a n2 4 m sb i d i r e c t i o n a l l y , a ni n s t a n ts h o r te n o u g ha st o b e v i e w e da s “s e a m l e s s ” t h i st h e s i sa l s om a d es o m er e s e a r c h e si nt h r e e p h a s ef o u r - l e gi n v e r t e r i ti n t r o d u c e d an e w t o p o l o g yo f t h em a i np o w e rc i r c u i ta sw e l la san e wm e t h o dt oc e n t r e lt h ei n v e r t e r , w h i c hc a l lo u t p u t2 2 0 v o l t a g ew i t hat r a n s f o r m e rw h i c hi ss u r a b l ef o rc i v i le l e c t r i c a l e q u i p m e n t s ，t h ed e c o u p l i n g o ft h r e ep h a s e sm a k e se a c hp h a s ew o r ks e p a r a t e l y ，a n dt h e r e i sn op r e c e d e n tl i t e r a t u r ea d d r e s s i n gt h i si s s u e t h es i m u l a t i o nr e s u l t sp r o v e di ta d a p t st o b a l a n c e da n du n b a l a n c e dl o a d s w h i c hw i l lt h e o r e t i c a l l yg u i d et h ef u r t h e rs t u d y k e y w o r d s ：i n t e l l i g e n t ，d i g i t a lc o n t r o l ，s i n g l ep o l a r i t yd o u b l ef r e q u e n c y , i n v e r t e r , s t a t i cs w i t c h ，t h r e e p h a s ef o u r - l e gi n v e r t e r 武汉理工大学硕士学位论文 第1 章绪论 1 1 现代逆变电源技术及发展现状 美国贝尔实验室于1 9 5 6 年研制出世界上第一只晶闸管( s c r ) ，标志着电力电 了技术的开始。现代电力电子技术是以电力为主要研究对象的电子技术。它利用 电力电子器件对电能进行变换和控制。当代许多高新技术均与电网的电流、电压、 功率和相位等各种基本参数的变换与控制有关，而电力电子技术能够实现对这些参 数的精确控制和高效处理，尤其是能够实现大功率电能的频率变换，为高新技术的 发展提供了强有力的支持。因此，现代电力电子技术不仅仅自身是一项高新技术， 而且还是其他高新技术的发展基础。如果说微电子技术是信息处理技术，电力电子 技术则是电力处理技术。 逆变，是对电能进行变换和控制的一种基本形式。电力电子电路的基本功能是 使交流电能( a c ) 与直流电能( d c ) 之间进行相互转换，基本转换形式有四种， 其中将直流电变换成交流电的变换称为d c a c 变换，也即通常所说的逆变。它是 电力电子领域中最为活跃的部分。随着电力电子技术的发展，逆变技术也随之不断 发展。“现代逆变技术”是综合了现代电力电子开关器件的应用、现代功率变换、模 拟和数字电子技术、p w m 技术、频率及相位调制技术、开关电源技术和控制技术 等的一门实用设计技术，已被广泛地用于工业和民用领域中的各种功率变换系统和 装置中“1 。所谓逆变器，是指整流器的逆向交换装置，其作用是通过半导体功率开 关器件( 如s c r ，g t o ，g t r ，i g b t ，智能i p m 功率模块等) 的开通和关断作用， 把直流电能变换成交流电能，因此是一种电能变换装置。由于是通过半导体功率开 关器件的开通和关断来实现电能转换，因此转换效率比较高，但转换输出的波形却 很差，是含有相当多谐波成分的方波。而多数负载要求逆变器输出的是正弦波，这 便是逆变技术经要所在。 逆变原理早在2 0 世纪3 0 年代初就被提出过，1 9 4 8 年美国西屋电气公司用汞弧 整流器制成了3 0 0 0 h z 的感应加热逆变器。其发展一般认为分为如下两个阶段”。： 1 9 5 6 1 9 8 0 年为传统发展阶段，这个阶段的特点是开关器件以低速器件为主， 逆变器的开关频率较低，波形改善多以重叠加法为主，体积和重量都较大，逆变效 率低下，正弦波逆变器开始出现。1 9 8 0 年到现阶段为高频化新技术阶段，逆变技术 发展日趋完善，在器件、电路及控制技术方面呈现出以下特点： ( 1 ) 集成化。几乎所有全控型器件都由许多单元胞管了并联而成，也即一个器 武汉理丁大学硕士学位论文 件是由许多子器件所集成。 ( 2 ) 高频化。从高电压、大电流的g t o 到高频率、多功能的s i t 。其工作频 率已从数千赫兹到数兆赫兹，这标志着电力电子技术已经进入高频化时代。目前， g t o 的工作频率可达2 k h z ，g t r 可达5 k h z ，功率m o s f e t 可达数百k h z ，s i t 则可达1 0 m h z 以上。 ( 3 ) 全控化。电力电子器件实现全控化，即自关断，是电力电子器件在功能上 的重大突破。无论是双极型的g t o 、g t r 、s i t h 或单极型的m o s f e t 、s i t 以及 混合型的i g b t 、m c t 等，都实现了全控化，从而避免了传统电力电子器件关断时 所需的强迫换相电路。 ( 4 ) 控制电路弱电化、控制技术数字化。全控型器件的高频化促进了电力电子 控制电路的弱电化。p w m 电路、谐振交流电路以及高频斩波电路，这些本来用于 弱电领域的电路如今又成为电力电子电路的主要形式。控制这些电路的技术也逐步 数字化。 常用逆变器基本形式有以下几种分类方法；按照相数分类，可分为单相逆变器 和三相逆变器；按照直流侧电源性质可分为电压型逆变器和电流型逆变器；按照输 出波形可分为正弦波逆变器和非正弦波逆变器；按照输出能量的去向可分为有源逆 变和无源逆变；按照逆变器主电路的形式可以分为单端式、推挽式、半桥式和全桥 式逆变；按控制分类，可分为调频式( p f m ) 逆交和调脉宽式( p w m ) 逆变。 有源逆变常用于直流可逆调速系统、交流绕线转子异步电动机的串级调速和高 压直流输电等方面。无源逆变应用十分广泛，在已有的各种电源中，蓄电池、太阳 能电池等都是直流电源，当需要这些电源向交流负载供电时就需要通过无源逆变电 路。另外工业用的变频变压电源、恒频恒压电源、感应加热用交流电源中和空调、 冰箱等家用电中也有广泛应用。根据先进国家9 0 年代的统计资料，超过6 0 以上 的电能是经过电力电子技术处理变换后才使用的，而逆变技术在这种变换中将起到 重要的作用。在将来工业高度自动化的情况下，计算机技术、自动控制技术以及以 正弦波逆变为最重要部分的电力电子技术将成为最重要的技术。 1 2 本论文主要内容 随着现代科技的发展。对于通信系统、信号系统、电力监控系统、计费系统、 计算机网络等一类高端用电设备日益增多，这类设备对供电电源的平稳性、波形等 质量要求很高，为此这类系统常采取电网电与逆变电双供电系统供电，在电网电质量 不满足要求时，供电系统能自动“无缝”切换到逆变电系统供电。所以要求逆变电 及其切换系统能达到用电系统对电源的质量要求。另外在太阳能或风能发电系统中， 武汉理工大学硕士学位论文 其核心装置是逆变器，即由逆变器将太阳能或风能蓄电池的直流电逆变成交流电与 电网并网运行。在以上两大应用领域，都急切的需要研制和开发高端的逆变电源系统 或产品。 本文是受某知名通信电源企业委托，在成功研制适合通信行业和太阳能发电系 统的智能型数字式逆变电源的背景下完成的。论文对智能型数字式逆变电源系统 的工程设计和系统功能实现进行了详细分析和论述；还对用于不平衡负载的三相四 线式逆变器控制原理及实现进行了理论探索研究，提出了新的主电路拓扑结构和控 制方法，通过仿真证明了设计的正确有效性，为后续实践研究给出了理论指向。具 体内容如下 1 2 1智能型数字式逆变电源设计及其实现 智能型数字式逆变电源系统结构”“”如图1 1 所示，包括： ( 1 ) 逆变器主电路及控制系统的设计与实现： 优化主电路的拓扑结构和元件参数选择。根据逆变电源系统性能要求和d c a c ( 直流1 8 0 2 8 0 w 交流2 2 0 v 、5 0 h z ) 变换参数，设计和确定主电路、控制电路及- 丰 控芯片：计算和选择确定元器件，保证逆变输出电压符合( y d 厂r 7 7 7 1 9 9 9 ) n 家标准： ( 2 ) 智能静态开关的设计与实现： 完成电网电和逆变电双供电系统输出电压幅值、频率、相位的在线检测，实现 双供电系统的同步跟踪和“无缝”切换控制，对用电负载的稳定供电； ( 3 ) 系统远程监控网络：液晶显示，提供友好的人机接口界面，直观简便。 k 7 + 图1 1 系统完整结构框图 武汉理工大学硕士学位论文 1 2 2 新型三相四线逆变器的研究 ( 1 ) 三相逆变器工作的解耦分析 ( 2 ) 三相四桥臂逆变器主回路拓扑结构及分析 ( 3 ) 仿真实验 本文将在后面的章节中，详细对以上内容进行分析和论述。 武汉理工大学硕士学位论文 第2 章数字式逆变器设计 逆变器是逆变电源系统的核心。本系统的逆变器可作为单机实现d c a c 变换， 独立向负载供电，其输出能够提供符合幅值、频率、波形失真度、过载能力要求的 交流电压；还可以通过切换装置静态开关，与市电配合组成双供电电源系统。能够 对静态开关所发出的相位同步和频率信号进行跟踪，实现输出电压幅值、频率和相 位的可调。 2 1 数字式逆变器系统的基本构成 数字式逆变器系统包括逆变主电路和逆变数字控制电路及其输入电路、输出电 路、保护电路、辅助电源电路等，共同构成了逆变器系统嘲，如图2 1 所示。 图2 1 逆变器系统框图 1 输入电路：对输入电量进行处理的电路。输入电路一般包括滤波电路、高低 压保护电路和e m i ( e l e c t r om a g n e t i ci n t e r f e r e n c e ) 对策电路。本系统采用大容量 极性电容滤波，并设置了缓启动和高低压窗口保护电路。 2 输出电路：般包括滤波电路和e m i 电路，有时根据需要还包括逆变变压器。 本系统根据升压需要，采用了2 2 0 ：1 2 0 的工频变压器，并同时采用电感、电容低频 滤波和e m 电路滤波，保证输出电压的质量。 3 逆变数字控制电路：产生控制脉冲来控制逆变器开关管的导通与关断，支 持主电路完成逆变功能。本系统采用了目前先进的d s p 芯片，用数字化方法生成驱 动脉冲信号。 4 辅助电源：将逆变器的输入电压变换成适合控制电路工作所需的低压直流， 本系统采用了d c d c 变换电路。 5 保护电路：本系统设置了直流侧过压保护、直流侧欠压保护、过载保护、 短路保护和过热保护等。 2 2 正弦波单相全桥逆变器的主电路拓扑结构 常见的单相正弦逆变电路主要有半桥、全桥、推挽三种结构，其中又以全桥逆 变电路应用最为广泛。本系统采用了全桥逆变电路”3 。 单相全桥逆变电路原理如图2 2 所示。q l 、q 2 、q 3 、q 4 四只功率开关器件构成 h 桥逆变电路：令直流电源e 为两个相互串联的各为三e 的电池，两电池的连接点。 为直流电源的中点。 1 2 e 1 2 e 图2 2 正弦波单相全桥逆变电路 控制q 1 、q 2 、q 3 、q 4 四个开关管的触发脉冲，当斜对管q 1 和q 4 或者q 2 和q 3 同时导通时，输出电压u a b 为e 或者( 一) e ，合理调配这两对管子的导通时间，经 过滤波后就可以输出一定频率的正弦电压，再根据负载需要通过变压器变压后向负 载供电。 2 3s p w m 逆变器的控制模式 2 3 1 $ p w m 调制的理论基础 采样控制理论中有一条重要结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在惯性环节 输入时，其输出效果基本相同。这里所说的冲量是指窄脉冲的面积，俗称“伏秒积”， 效果基本相同是指输出响应的波形基本相同。把输出波形进行傅立叶变换分析，其 低频段特性非常接近，仅在高频段有差异。这个理论是p 删控制的理论基础。 把一个正弦半波分成n 等份，采用规则采样法( 常用的也有自然采样法等，但 规则采样法更适用于数字控制，计算简便) ，把每一等份的正弦曲线与横轴包围的 面积用与它面积相等的等高不等宽的矩形脉冲代替，矩形脉冲的中点与正弦波每一 等份的中点重合。根据冲量相等效果相同的原理，这样的一系列矩形脉冲与正弦半 6 武汉理工大学硕士学位论文 波是等效的。对于正弦波的负半周，也可以用同样的方法得到p w m 波形。像这样脉 冲的宽度按照正弦规律变化而和正弦波等效的p w m 波形，就是s p w m ( s i n u s o i d a lp w m ) 波，见图2 3 。 图2 3 双极性s p 嗍原理波形 在上面的原理图中，正弦基波电压u c 为调制电压，要对它进行调制的三角波 u s 称为载波，两者频率比n = f c f s 称为载波比。当正弦基波与三角载波相交时， 通过比较二者之间的大小关系来控制逆变器四个开关管的通断，从而得到一系列等 幅不等宽、正比于正弦基波电压的矩形波。 2 3 2 全桥逆变器的控制方法 全桥逆变器的控制脉冲按s p w m 调制方式，有单极性、双极性和单极性倍频调制 三种吣舯川。 ( 1 ) 双极性s p i y l 调制 全桥逆变器采用双极性p 删控制方式时，见上图2 3 ，载波为全波三角波。用 正弦波与三角波进行比较，正弦波大于三角波的部分，输出为正脉冲，小于部分， 输出负脉冲。在开关切换时，负载端电压极性非正即负，电流变化率较大，对外部 干扰较强。负载端电压脉冲列是由不同宽度调制的正负直流电压组成。 ( 2 ) 单极性s p 咖调制 采用单极性控制时，在正弦波的半个周期内，其电压输出幅值为单极性，在开 关状态切换时。负载端电压先变为零，负载电流在零电压下自然续流衰减，在控制 时间到时再恢复输出直流电压，其半周期的脉冲列是由零和正( 负) 直流电压组成。 该控制方式的特点匙功率开关管承受的电压应力较小，电流变化率小，功耗也要小， 因此对系统及外部设备干扰小。 ( 3 ) 单极性倍频s p i j m 调制： 图2 5 示出了单槭性倍频s p i n 调制脉冲生成原理。在图2 2 所示电压型全桥 7 武汉理工人学硕上学位论文 逆变电路中，q 1 、q 2 、q 3 、q 4 循环导通一次的控制脉冲如图2 4 所示。其中图2 4 所示的“p 路脉冲”控制左半桥两个开关管q 1 、q 2 ，“n 路脉冲”控制右半桥两个开 关管q 3 、q 4 。在这样的s p w m 脉冲的控制下，逆变器输出电压频率为功率器件开关 频率的两倍，按图2 5 所示的s p 帅, t 调制原理即可得到图2 4 所示的单极性倍频s p w m 调制脉冲。 q 1 ： q 2 ： 0 3 ： q 4 ： 图2 5 单极性倍频s p e - t 调制原理图( u s ：正弦调制波：u c ：三角载波) ( a ) ( b ) 匿匿 武汉理工人学硕士学位论文 单极性倍频s p w 3 1 调制原理分析如下： 两路脉冲如图2 5 的6 b 所示，占空比为：d ，正* 三( 1 + ms i n 日) d 。正一三( 1 一ms 舳) 对p 路调制波：当调制波电压高于载波电压时控制左桥臂上管导通，下管关闭， 反之相反。同样，对n 路调制波：当调制波电压高于载波电压时控制右桥臂上管导 通，下管关闭。若以“1 ”来表示开关管导通，0 表示关断，则： q i q 2 q 3 q ，1 0 0 1 输出s p 删i 波u 。b 正半波 q 1 q z q ，q = 0 1 1 0 叫输出s p w m 波u 。h 负半波 两路调制波及载波如图2 6 所示。图中：一周内p 路调制波生成的s p m 脉冲 如图2 5 的( a ) 所示；n 路调制波生成的s p w m 脉冲如图2 5 的( b ) 所示。 n 前m 图2 6 完整周期内p 路、h 路调制波与载波 册一、。 图2 7 单极性倍频s p w m 调制脉冲占空比分析图 结合图2 5 、2 7 ，根据三角形的相似性，在a c b a n m a a o p 中 武汉理工大学硕士学位论文 根据规则采样法的特点，对于p 路正脉冲，在时间上，b c 。譬，m n = 喜，死为采样 周期，即三角载波的周期，d 是输出脉冲宽度，d 是输出脉宽相对采样周期的占空 比。 由 鱼垦：( u c + 所s m o ) ( 2 x ) 22 得到脉宽 6 ：里( 1 + 堡xs i n 口) 2u c 占空比d 为 d ：旦；三( 1 + m s i n 0 ) l c2 m = 堡u c ，代表了调制度 以上是o 石内p 路正脉冲的占空比，同样可得o 万内n 路正脉冲的脉宽为 6 ：丝( i - 堡xs i n 日) 2u c 于是占空比d 为 d ：立：三( 1 一m i s n o i ) ? 02 。 。 对应于同一个载波周期，在0 石内。由图2 5 的( c ) 容易知道， 输出有效s p 删波u b 正半波p 前正n 前负 输出有效s p w m 波u a b 负半波e 后负一n 后正 因为在每个调制波周期( 如图2 6 ) ，p 正脉冲总对应于n 正脉冲，而在前半周 内，p 前正的脉冲宽度恒大于n 前正的脉冲宽度。于是p 前正脉冲跟与之相对应n 前 正脉冲首尾的n 前负脉冲相差而得到有效s p w m 波u 。b 正半波的两个脉冲，并且此相 邻二脉冲宽度相等( 规则采样的特点：每个脉冲在载波周期中点处两端等宽) 。 同理，容易得到输出有效s p 删波u 。b 负半波+ p 后负- n 后正 在一个调制波周期内，p 路调制波前半周( 也即n 路调制波前半周，p 、n 正负 两路正弦调制波严格反相) 时间段内，两路正脉冲的占空比分别为： d p 正2 妄( 1 + s i n 日) z 1 d n 正2 三( 1 m s i n o ) 武汉理工大学硕士学位论文 且：d e f f 2d p d h 正= 去( 1 + m s i n o ) 一 ( 1 一m s i n o ) = 肘s i n o 二 称d 。为有效占空比( 即同一个载波周期内两个等宽的有效脉冲的占空比之和) 。由 上式可知，双重s p 州调制方式所得到的正弦脉冲与普通s p w m 方式得到的正弦脉冲 在效能上完全一样。 从以上分析可以看到：此种单极性倍频s p 啊调制方式得到的是由一对对等 宽脉冲组成，而脉冲的宽度是按正弦规律变化，在这样的s p 删脉冲的控制下，逆 变器输出电压频率较普通单极性s p w m 调制方式提高了一倍m “，为功率器件开关 频率的两倍，荜极性倍频s p w m 调制有时也称为双重s p w m 调制。 单极性倍频s p l j i 调制方式与双极性s p w m 调制方式相比，它能够在开关频率不 变的情况下，使一个周期内正弦波包含的矩形脉冲数“加倍”，从而有利于减小逆 变输出谐波。若选择载波比为偶数，则根据傅立叶分析最低次谐波将出现在载波频 率( 即开关频率f c ) 2 f e 的边带上。这是因为两个桥臂的输出电压( 图2 5 ) u a 和 u b 的相位角相差1 8 0 度；载波比n 为偶数时，u a 和u b 在开关频率处的谐波分量相 位相同，于是输出电压u a b - - - - u a - - u b 在开关频率处的谐波可以互相抵消，开关频率 处的边带随之消失。 基于以上优点，本系统采用单极性倍频s p d i ! i 调制方式。 2 4 主电路设计 2 4 1 功率模块的选择 根据设计要求，本系统逆变器容量为i o k v a ，采用高频单极性倍频s p w m 调制方 式，输出电压2 2 0 v ，选择了三菱公司的i p m 逆变模块。考虑到电压波动、开关电流 引起的尖峰电压以及充分的过载能力，型号确定为p m 2 0 0 c s a 0 6 0 ，集电极到发射极 最大允许峰值电压6 0 0 v ，最大工作电流2 0 0 a 。 功率模块i p m ( i n t e l l i g e n tp o w e rm o d u l e ) 不仅把功率开关器件和驱动电路 集成在一起，还内置有过电压，过电流和过热等故障检测电路，并可将检测信号送 到c p u 或d s p 作中断处理。它由高速低工耗的管芯和优化的门极驱动电路以及快速 保护电路构成。即使发生负载事故或使用不当，也可以i p m 自身不受损坏。选用i p m 功率模块，主电路简单，大大提高了系统的可靠性高。 武汉理工大学硕士学位论文 2 4 2 输入侧平波电容的选择 电解电容的参数通常依照下面公式确定： c = ( 3 5 ) t r 式中t 为输入侧直流电源的脉动周期，r 为直流侧等效电阻，根据本系统功率 p = l o x 0 8 = 8 0 和电容平均直流电压v = 2 2 0 v 可以确定： r ：垒堂：2 2 0 x 2 2 _ _ _ 塑0 ：6 0 5 p8 0 0 0 如果直流侧是由5 0 h z 交流电压经过全波整流得到，则t = l o m s ，于是 c = ( 3 5 ) t r = c = ( 3 5 ) x 0 0 1 6 0 5 = 4 9 0 0 u f 8 3 0 0 u f 如果是三项交流电整流或者赢流侧采用的是蓄电池，则实际的t 要小一些，考 虑到逆变器的适应性，取平波电解电容为6 6 0 0u f ( 2 3 3 0 0u f 3 5 0 v ) 。为了消除 电源噪声对逆变模块的干扰，在平波电解电容上并上一个0 4 7u f 的高频无极性电 容。 2 4 3 工频变压器的设计 在逆变电源系统中工频变压器主要起着升压和电气隔离以及滤波的作用，它对 逆变器的输出电气性能有着很重要的作用。 根据升压前逆变器开环输出最大电压和最终要求输出的电压大小来确定变比。 开环输出电压为u = e x m xs i n 0 ，其中e = 2 2 0 v ，可以知道有效值最大为 2 2 0 2 = 1 5 6 v ，变比n 应大于2 2 0 ：1 5 6 。 另外，必须保证直流电压在低压保护边界处( 本系统要求直流保护边界为 1 8 0 v 2 8 0 v ) 调制度m 不超过1 时仍可如出2 2 0 v 电压，取直流电压低压保护边界 为1 8 0 v ，u = e m xs i n o ，有效值最大为1 8 0 2 = 1 2 7 v ，变比n 边界参考值为 2 2 0 ：1 2 7 。 考虑到变压器的绕组内阻压降和输出滤波电路压降，确定实际原、副边变比应 稍稍取大些，n = 2 2 0 ：1 2 0 。 最后根据参数n = 2 2 0 ：1 2 0 和容量i o k v a ，确定变压器结构和型号。 2 4 4 输出l c 滤波器参数计算 本系统逆变器输出频率为1 9 2 k h z ( 9 6 k 开关频率倍频) 的s p w m 矩形脉冲， 其基波频率为5 0 h z ，谐波主要集中在2 0 k h z 附近。据此设计输出l c 滤波参数。可 采用固定k 型低通滤波器，其截止频率为绌= 2 r l ，r 为公称阻抗。系统在交流输 一壁些堡三查兰堡主兰堡望奎 出电压2 2 0 v ，容量1 0 k v a 下，公称阻抗为 r v x v 2 2 0 x 2 2 _ 翌0 ：6 0 5 尸8 0 0 0 取截止角频率为2 0 k h z 衰减4 倍，即f c = 5 k h z ，可以得到 l 一2 。r 垒：堕：0 3 8 h 3 1 4 x 5 0 0 0 c ：j l ：! ：望1 0a = 1 0 4 u f r x r6 0 5 x 6 0 5 考虑到变压器自身漏感的滤波作用以及滤波电感的体积，取l = 0 1 5 m h 。c = 1 5 u f 。 2 5 逆变控制策略及其实现 2 5 1 输出电压的p l 控制 p l 调节器有两种算法表达形式，即位置式p i 算法与增量式p i 算法n 5 珀6 7 1 1 。 位置式p i 如下式： “o ) = k p e ( n ) + 寺磊删 ( 2 1 ) 增量式p i 是对位置式p i 取增量，数字调节器的输出只是增量a u ( n ) ： a u ( n ) = k p e 0 ) e 0 1 ) 】+ k i p o )( 2 2 ) 式子( 2 1 ) 和( 2 2 ) 中，k p 为比例系数，k i = k p 熹，t 为采样周期，t i 为积分时 间常数，u ( n ) 为调节器第n 次输出，e ( n ) 为第n 次输出采样与给定的偏差。 对于数字式控制器而言，增量式p l 有以下明显的优点： ( 1 ) 数字调节器只输出增量。当控制芯片误动作时，a u ( n ) 虽然可能有较大的 变化，但对系统的影响比位置式p i 要小，因为“伽) 的大幅度变化有可能会严重影响 系统运行。 ( 2 ) 算式中不需要作累加。增量只跟最近的几次采样值有关，容易获得较好的 控制效果。式子中无累加，消除了当偏差存在时发生饱和的危险。 ( 3 ) 算简便，易于软件实现。 基于以上优点，本系统输出电压环节采用了增量式p i 算法。 武汉理工大学硕士学位论文 2 5 2 电流滞环的瞬时值控制策略 电流滞环瞬时值控制是利用滞环比较器形成一个以给定电流为中心的滞环，将 反馈电流的变化控制在这个滞环内，其控制电路简单，控制性能好“。本系统以主 电路滤波电感电流作为反馈电流。滤波电感电流等于滤波电容电流与负载电流之和， 所以电感电流瞬时值反馈有很强的动态响应和负载适应能力。由于电感电流瞬时值 反馈的电流其实与功率管上的电流成变压器变比的关系，直接是功率管上电流的反 映，所以采用电感电流瞬时值反馈具有快速的限流保护功能，系统的可靠性得到提 高。 2 53 逆变控制系统分析与设计 逆变控制系统的基本结构如图2 8 所示： 图2 8 逆变控制结构框图 p i 调节器的传递函数用g 。( s ) 表示；s p w m 环节可以视为线性比例环节，传递函 数为k ；逆变桥路、变压器以及滤波环节的传递函数用g z ( s ) 表示，反馈电路为比例 环节，传递函数为h 。则闭环控制如图2 9 所示： 系统的闭环传递函数为 u o ( s ) ：墨曼尘坦2 盟 垤o ) 1 + k n g t ( s ) g 2 ( 5 ) 图2 9 闭环系统结构框图 武汉理工人学硕士学位论文 设计时必须注意以下几个问题， ( 1 ) 要控制稳态误差的量，即要保证控制精度和稳定精度： ( 2 ) 要保证系统的动态响应精度，控制超调量，调节时间： ( 3 ) 要保证系统的稳定性，合理设计穿越频率，频带和稳定裕量。 设系统丰电路环节包括滤波部分) 的传递函数为i 舞，则闭环传递函数为 u o ( s ) k 硒p ) 坛0 ) s 2 l c + 墨k i t g l o ) 开环传递函数为g ( j ) 2 1 k 1 i k h g 五1 ( r s ) 即系统为二阶系统，二阶系统是有条件稳定的系统。另外由于滤波参数l c 一般 比较大，频率参数丘= ：一较低，为了满足稳态性能、动态性能和稳定性要求， 。 2 a 4 l c 还必须加入校正环节。本系统采用前馈校正方式，系统结构如图2 1 0 示： 图2 1 0 带前馈校正的系统控制结构图 前馈校正属于开环和闭环相结合的校正方法，它增加了系统的开环增益，又能 保证系统稳定。前馈系数可根据直流电源电压来确定的，它首先使逆变器起始处于 短暂开环状态时交流输出达到1 8 0 v 2 0 0 v ，其余2 0 v 4 0 v 电压依靠跚环p i 作用 来调节。这样前馈响应速度快，可以避免大的超调。 综上书：本系统采用了电压、电流双闭环控制，控制对象分剐是输出电压u o 和 电感电压f ，电流内环给定与采样回来的电感电流比较，得到的结果与电压给定同采 样回来的输出电压比较偏差一起，作为p i 调节的输入，实现双闭环控制。图2 1 1 为逆变控制框图： 武汉理丁大学硕士学位论文 图2 1 1 逆变控制框图 在实现控制的过程中，为了提高各相稳态、动态指标，本系统还采取了以下辅 助控制策略： 防止启动时系统振荡的砰砰控制：在系统启动过程中，由于瞬间启动时输出电 流突然增大，因为直流输入端输入功率的惯性，此时输出电压必然下跨，即输出电 流与输出电压变化方向相反。为了防止直流输入电压低压保护，在边界电压处产生 振荡，设置了电压滞环，通过设置一个启动状态位进行判断，如图2 1 2 所示，这是 一个防止启动时系统振荡的砰砰式控制。另外，为了加快系统响应速度以及限制超 调，引入前馈环节，预置初始调制度m 0 图2 1 2 电压滞环示意图 变参数的智能p i 控制：实际系统的运行过程中，工作状况是在不断变化的，一 组固定的p i 参数难以满足控制要求。为此，本系统设置了多组p i 参数，当工况发 生变化时能依照采样反馈信号与给定信号的偏差变化情况及时选择何时的p i 参数 垦堡塑三查堂堡圭兰垡堡塞 进行控制，这样既可以加快调节过渡过程，又可以防止超调，增加系统的稳定性， 使得控制效果趋于最佳。基本原则是当偏差较大时，比例系数k p 和积分系数k i 比 较大，而当偏差较小时比例系数和积分系数较小。同时采取抑制积分饱和的处理环 节，其处理过程如下图，其中e o ) 为输入偏差： 图2 1 3 抑制积分饱和的增量式p i 2 6 逆变控制系统的硬件设计与实现 2 6 1 主控芯片的选用 从数据传输预处理的实时性、快速性以及性能价格比等方面考虑，选用了美国 t i 公司的数字信号处理器“( d s p ：d i g i t a ls i g n a lp r o c e s s o r ) t m s 3 2 0 f 2 4 0 7 a 作 为本系统逆变控制的主控芯片。 t m s 3 2 0 f 2 4 0 7 a 采用改进的哈佛结构，芯片内部具有两套分别独立的程序存储器 总线和数据存储器总线；内核c p u 中具有3 2 位的c a l u 、3 2 位的a c c 、并行乘法器； 具有4 级流水线操作，八级硬件堆栈和x i n t 、p d p i n t 、r e s e t 、n m i 等外部中断；具 有片内双存取r a m ( d a r a m ) 、单存取r a m ( s a r a m ) 、和3 2 k 的烁存储器( f l a s hr a m ) ； 内含3 个通用的1 6 位硬件定时器和一个比较定时器；具有1 6 通道a d 转换器和多 路可编程的复用i o ；内部集成有一个c a n 通信控制接口，一个串行通信接口( s c i ) 武汉理工大学硕士学位论文 模块和一个串行外设接口( s p i ) 模块“；由于拥有上述强大的硬件资源支持，使 得系统结构的紧凑，同时d s p 芯片具有快速的计算速度和控制能力，能够实现各种 复杂的控制算法。 t m s 3 2 0 f 2 4 0 7 a d s p 芯片具有很多适合用于逆变控制的硬件资源配置。如它的两 个独立的事件管理单元e v a 、e v b ，每个包括两个1 6 位通用定时器，8 个1 6 位的脉 宽调制p w m 通道，它们能够实现三相反相器控制，p 删的对称和非对称波形；可编 程的p 1 i y m 死区控制以防止上、下桥臂同时输出触发脉冲；当驱动保护外部中断引脚 p d p i n t 出现低电平时快速关闭p w m 通道，防止功率器件直通、短路等现象烧毁功率 管；3 个捕获单元；片内光电编码器接口电路：1 6 通道1 0 位精度的a d 转换器使得 模拟信号的采集更为方便。 2 6 2 逆变控制系统硬件架构 图2 1 4 逆变控制系统硬件框图 图2 1 4 为逆变控制系统硬件框图，主要包括以下部分。 控制电源部分 本系统采用由u c 3 8 4 5 构成的单端反激式开关电源实用电路作为电源，共有6 路输出，分别为：+ 2 7 v s ；+ 1 5 v s ；+ 1 5 v ；1 5 v ；+ 5 v ；+ 5 v s y 。+ 2 7 v s 给主回路 武汉理工大学硕士学位论文 图2 1 5 a 线性光隔反馈采样电路 武汉理下大学硕士学位论文 本系统设置了两路交流电压检测，有效值检测和瞬时值检测( 见第三章图3 3 ) 。 从变压器副边送来的反馈信号经变压器采样。对于有效值检测电路，再经绝对值电 路全波整流( 见图2 1 5 b ) ，转换成0 3 3 v 的信号送入d s p 的a d c i n 0 6 脚进行 d 转换后用于数据处理。对于瞬时值检测电路，再经分压和偏置，转换成0 3 3 v 的信号送入d s p 的a d c 矾0 3 脚进行a d 转换后用于数据处理。 图2 1 5 b 绝对值电路 变压器副边的电流值经霍尔传感器检测后送入控制板的检测回路。该回路由分 压电路，绝对值电路组成。该回路将电流的峰值转换成0 3 3 v 的电压信号送入 d s p 的a d 转换单元a d c i n 0 1 脚用于判断负载电流情况。 工作故障状态指示 本系统提供了工作指示、过载指示、直流输入不正常指示、输出故障指示及系 统过热指示信号。这些信号由7 4 1 6 芯片驱动，其输入输出逻辑为1 ，。孑，为集电极 开路输出，最大能驱动额定电压为1 5 v 的负载。 与静态开关同步 静态开关发出的同步脉冲经反向驱动送至光隔，光隔的输出再送入逆变器d s p 的捕获口c a p l 引脚。逆变器按同步脉冲的频率实时修改+ t 3 p r 的值，步进调整， 使得逆变器输出电压的频率、相位与静态开关同步。图2 1 5 c 是逆变器与静态开关 接口电路。 武汉理工大学硕士学位论文 图2 1 5 c 逆变器与静态开关接口电路 c a n 通信单元 以实现对系统各模块之间的通信。c a n 总线收发信号c a n t x 和c a n r x 经 6 n 1 3 7 光电隔离器隔离后送至。气n 总线收发器8 2 c 2 5 0 ，8 2 c 2 5 0 是驱动c a n 控制 器和物理总线的接口，提供对总线的差动发送和接收功能，r 2 0 4 作为终端匹配电 阻。该电路具有极高的可靠性。最高通信速率可达1 m b p s 。”。 图2