（电力电子与电力传动专业论文）电压型与电流型控制推挽正激dcdc变换器研究.pdf

电压型与电流型控制推挽正激d c d c 变换器研究 a b s t r a c t t h i st h e s i sa n a l y s i ss u m m a r i l yt h ef a m i l yo fd c d cc o n v e r t e r sa n dr e l e v a n t c o n t r o lt e c h n o l o g y , m o r e o v e ra n a l y s i sf a t h e r st h ep u s h - p u l lf o r w a r dc o n v e r t e r , w h i c h a d o p tv o l t a g em o d ec o n t r o la n ds e n s o r l e s sc o n t r o lm o d ee a c ho t h e r t h i st h e s i s a d d r e s s e sa n a l y s i sa n dv a l i d a t e st h ep r i n c i p l ea n da c t u a lc i r c u i to fp u s h - p u l lf o r w a r d c o n v e r t e nt h ep u s h 。p u l if o r w a r dc o n v e r t e r so u t s t a n d i n g a d v a , n t a g e sa r er e d u c e a v a i l a b l yv o l t a g es t r e s so fm o s f e t , a n dh e i g h t e ne f f i c i e n c yo fp o w e rs u p n y , m o r e o v e li n t r o d u c eac l a m pc a p a c i t o ri n t ot h ec o n v e r t e rc o u l di m p r o v ee f f e c t i v e l y t h eb i a s m a g n e t i c a l t e r n a t i v es c h e m ei san o n l i n e a rc o n t r o lm o d ec a l l e ds e n s o r l e s s c u r r e n tm o d e ( s c m ) ，w h i c hw i t h o u tc u r r e n ts e n s i n gs c mh a sv e r y s i g n i f i c a n t a d v a n t a g e s i nd y n a m i ca n dn o i s es u s c e p t i b i l i l y t h i st h e s i sf o c u so nb u c kt y p e c o n v e r t e rw i t hs c m ，e x t e n dt o p u s h - p u l l f o r w a r dc o n v e r t e ca l s o ，t h et h e s i s i m p l e m e n t e dap r o t o t y p eo f3 0 0 w2 7 v d c 19 0 v d cf o rp r a c t i c a lc o n v e r t e rw i t h e x c e l l e n tr e s u l t s l a u d a b l y , t h i s t h e s i s r e s e a r c h e da n dd e v e l o p e dlk w 2 7 v d c 1 9 0 v d cv o l t a g ec o n t r o lm o d ep u s h p u l lf o r w a r dc o n v e r t e nt h ec o n v e r t e r h a so u t s t a n d i n ga d v a n t a g e s ，s u c ha sh i g h e re f f i c i e n c y , l a r g e rp o w e rd e n s i t nl e s si n p u t c u r r e n tr i p p e r , l e s sv o l t a g es t r e s so fm o s f e t s o ，e s p e c i a l l yi ti st h es a m ew i t h p r e p o s i t i es e to f s t a t i ci n v e r t e r s k e y w o r d s ：d c d cc o n v e r t e r s ，p u s h p u l lf o r w a r d ，v o l t a g ec o n t r o lm o d e ，s e n s o r l e s s c u r r e n tm o d e ，u c 3 8 4 6 承诺书 本人郑重声明：所呈交的学位论文，是本人在导师指导下，独立 进行研究工作所取得的成果。尽我所知，除文中已经注明引用的内容 外，本学位论文的研究成果不包含任何他人享有著作权的内容。对本 论文所涉及的研究工作做出贡献的其他个人和集体，均已在文中以明 确方式标明。 本人授权南京航空航天大学可以有权保留送交论文的复印件，允 许论文被查阅和借阅，可阻将学位论文的全部或部分内容编入有关数 据库进行检索，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。 ( 保密的学位论文在解密后适用本承诺书) 作者签名：五西蕴丝 日 期：丝塑：z ：2 一 皇垦型兰皇亟型笙圭! 堡垫至堂鉴：堡曼奎垫望堑塑 注释表 功率开关管； 变压器绕组匝数； 变压器绕组1 3 ： 单管占空比： 输出负载电流： 输出电压： 负载电阻； 输出滤波电感； 输出滤波电容： 输入电压； 箝位电容； 变压器绕组电感； 变压器绕组漏感； 输入环流： 绕组电流； 箝位电容电压： 开关管漏源极电压： 电荷； 输出功率； 直接传输功率； 间接传输功率； 开关管开通时间： 开关管关断时间； 开关管通态损耗； 开关管截止损耗； 开关管开通损耗： 开关管关断损耗； 开关损耗； 结电容、无损缓冲电容； u c c 箝位电容电压纹波： i i一输入电流； i i - 输入电流纹波； e w 绕组感应电势； 由一一绕组磁通： 由一绕组磁通增量： i l 一一电感电流： i t 一电感电流增量； i l 。一最大电感电流： i l m j 。一最小电感电流： m 一一变换器变压比； i c f 一一电容充放电电流； l l o 一输出电压纹波； to f f 一续流时间： p i 。一输入功率： d 1 一一续流占空比： i 。一一输出电流标么值； i c r 一电感临界连续电流； b 。最大工作磁密； b 一饱和磁密： 一穿越深度： 岛。导短尊魍； q 一一开关函数； u i - 积分电压： i j , f基准电压： u l 一电感电压： c c m 一电感电流连续工作模式： d c m 电感电流断续工作模式： s c m 间接电流型控制模式。 |!l三三三三三三三三二 o n m d k 心m k d u k k胁啦蚺q如m帆h阳弦肪n脚如g 南京航空航天大学硕士学位论文 第一章绪论 本章首先论述了静止变流器的现状与发展，以及几种基本d c d c 变换器的 电路拓扑与控制策略指明本文主要研究内容与意义。随后简要地；y b k 也 。- 了本支 的重点推挽正激d c d c 变换器的由来与特点。最后提出本文研究该电路拓 扑以及采用基于电感或变压器绕组电压积分的间接电流型控制技术的意义。 1 1 静止变流器的现状与发展 1 、1 、1 低频环节静止变流嚣 方波、阶梯波合成、脉宽调制静止变流器的共同点是：用来实现电气隔离 和调整电压比的变压器工作频率等于输出电压频率。其体积大、重量大、音频 噪音大，故称为低频环节静止变流器。低频环节静止变流器电路结构，如图1i 所示。该电路由工频或高频逆变器、工频变压器以及输入、输出滤波器构成。 豆派电探；露穗器工垃或高频埏砭器j 贰至生器湛渡器z t 丘员薮 图11 低频环节静止变流器电路结构 a 方波静止变流器：方波静止变流器的输出电压为方波，是最简单、发展 最早的一种静止变流器。其电路拓扑主要有推挽式、半桥式和全桥式三种。 b 阶梯波合成静止变流器：为了减小方波静止变流器输出波形的谐波含量， 可以将多个方波静止变流器移相叠加，构成阶梯波合成静止变流器。阶梯波的 阶高按正弦规律变化，如果每个周期阶梯波的阶梯数为2 n ，则需要n 台单相方 波静止变流器或n 3 台三相方波静止变流器。每个功率电路相同，可采用推挽、 桥式或三相桥式电路。 电压型与电流型控制推挽芷激d c d c 变换器研究 c 脉宽调制静止变流器：阶梯波合成静止变流器改善了输出电压波形质量， 但同时增加了电路拓扑的复杂程度。若将正弦参考波与高频三角形载波相交生 成的正弦脉宽调制信号，用来控制驱动逆变桥的功率开关，则可输出谐波含量 小的正弦脉宽调制电压波。如果合理地解决功率器件的高频开关损耗，那么脉 宽调制静e 变流器将同时兼有方波静止变流器和阶梯波合成静止变流器二者的 优点。 11 2 高频环节静止变流器 为了克服低频环节静止变流器的缺点，m r e s p e l a g e 于1 9 7 7 年提出了可变 高频环节静止变流器新概念。该系统由一个并联逆交器和十二个晶闸管组成的 周波变换器构成，具有简单的自适应换流、高频电气隔离、独立的有功能量和 无功能最控制、固有的四象限工作能力等优点，如图1 2 所示。 - 厂= _ 下r 一 】手未冀f 毒j 离士亍卡 i ：l ，j o r _ 广r l ，rr _ f 一 l ；醯+ lj 【r ：i 【w 1i 亨一j 二下下一亍卜+ 毫扩t f ；i ! fl 簖 l l 二一l 型 直流电源并联逆变嚣高频谐振储能电路周渡娈换器输出滤波嚣 图12 可变高频环节逆变系统 用高频变压器替代低频环节静止变流器中的工频变压器，克服了低频环节 静止变流器的缺点，显著提高了变流器特性。因此，该技术引起了人们极大的 兴趣，取得了显著的研究成果。 高频环节静止变流器的种类较多，其类型划分也较复杂。对此，可将高频 环节静止变流器细分为单向电压源、双向电压源、( 单向与双向) 电流源、直流 变换器型等。本文重点研究的是单向电压源高频环节静止变流器的前置级 d c _ d c 直流变换环节。 单向电压源高频环节静止变流器，是在直流电源和逆变器之间加入一级高 频电气隔离直流变换器，使用高频变压器实现电压比调整和电气隔离，省掉了 体积庞大且笨重的工频变压器，降低了音频噪音。单向电压源高频环节静止变 流器电路结构，由高频逆变器、高频( 储能) 变压器、高频整流器、p w m 逆变 南京航空航天大学硕士学位论文 器、以及输入、输出滤波器构成，如图1 3 所荆1 1 。前置直流变换级先将输入直 流电压变换成后置逆变级所需的平滑直流电压，后置逆变级再将其变换成负载 所需的交流电。 i 一一鲎止挛煎粒麴c - d c 嬲j 图i 3 单向电压源高频环节静止变流器电路结构 前置直流变换级采用何种电路拓扑，使静止变流器获得优良的综合性能是 一个值得研究的问题，本文将通过对比几种d c d c 变换器，确定在单向电压源 高频环节静止变流器的前置级中采用的电路拓扑。 1 2d c - d c 变换器拓扑族及其特点 1 2 1 单端反激( f l y b a c k ) 变换器 单端变换器并非指由单个晶体管组成的变换器，而是按其高频变压器磁芯 工作在磁滞回线的第一象限来确定。由两个晶体管按某种方式组成的变换器仍 然属于单端变换器【2 j 。按高频变压器工作方式不同，单端变换器又分为单端反激 变换器和单端正激变换器两种形式。 单端反激交换器可以看成是带隔离变压器的b u c k - - b o o s t 变换器【3 1 ，由于这 种交换器在功率开关管导通期间只存储能量，在截止期间才向负载传递能量， 高频变压器在工作过程中既是变压器又相当于一个储能用电感。因此，也把它 称为“电感储能式变换器”，或“电感变换器”。单端反激变换器由于电路简洁， 所用元器件少、成本低，同时适合于多路输出，如图1 4 ( a ) 所示。因此，在产业 界制造的适配器( a d a p t e r ) 通常采用该电路拓扑。 1 2 2 单端正激( f o r w a r d ) 变换器 与单端反激变换器正好相反，高频变压器副边开关整流管的连接使功率开 电压型与电流型控制推挽正激d c d c 变换器研究 关管导通时，输入电源向负载传送能量，输出电感储能；功率开关管截止时， 输出电感的储能通过续流二极管向负载释放，如图1 4 ( b ) 所示。这种在开关管导 通的同时向负载传递能量的方式称为“单端正激变换器”。单端正激变换器可以 看成是带隔离变压器的b u c k 变换器，电路结构简单，可用于中小功率场合。但 其必须附加复位绕组电路来实现高频变压器的磁平衡。 d ( a ) 单端反激变换器c b ) 带复位绕组的单端正激变换器 图14 单端变换器 123 半桥式( h a l f - b r i d g e ) 变换器 半桥变换器相当于两个正激变换器的一种组合，其磁芯双向磁化，属于双 端变换器，磁芯磁化曲线工作在第一、三象限，磁芯利用率高。但是半桥变换 器必须有两个输入电容，此外高频变压器原边在导通时只有一半的电源电压， 变换效率低，不适合低输入电压场合，因而通常用于高输入电压和中等容量输 出的场合，如图1 5 ( a ) 所示。然而，半桥变换器有一个极其重要的特点是具有抗 不平衡能力，这是它获得广泛应用的一个重要原因。 1 2 4 全桥式( f u l l - b r i d g e ) 变换器 全桥变换器与半桥变换器一样同属于双端变换器，磁芯双向磁化。功率开 关管承受一倍输入电压，电压应力低。但是全桥变换器使用四只功率开关管， 需要四组彼此绝缘的驱动电路，不仅电路复杂、元器件多，而且驱动功率也成 倍增加，给驱动隔离变压器的设计带来困难，如图1 5 ( b ) 所示。而且高频变压器 存在磁：占偏磁，桥臂间存在“直通”现象。由于输入电压直接施加在高频变压 器上，功率开关管的耐压要求低，因而全桥变换器适合应用于大功率场合。 南京航空航天大学硕士学位论文 f a ) 半桥变换器 图15 双端变换器 1 2 5 推挽式( p u s h - p u l l ) 变换器 f b ) 全桥变换器 r l 推挽变换器电路结构简单，可以看成两个对称的单端正激变换器的组合， 如图16 所示。其高频变压器磁芯亦是双向磁化，而且对变压器的绕制要求较高， 必须具有良好的对称性。变压器的磁芯偏磁对器件的参数的一致性和驱动电路 驱动信号脉宽的一致陛提出了较高的要求，同时控制方式也要求采用电流型控 制方案，增加电路的复杂性和难受卜i 。但是高频变压器上直接施加输入电压，因 而只用两个功率开关管便能获得较大的功率输出，而且两路驱动电路无需隔离， 因此驱动电路可以简化。这是推挽电路最明显的优点。 1 3 推挽正激式( p u s h - p u l lf o r w a r d ) 变换器 尽管推挽变换器的驱动电路可以不用隔离，应用简单，但是由于变压器漏 感引起的开关管关断电压尖峰，限制了器件的选择空间，带来了系统成本与损 耗的增加。出于消除变压器漏感能量的考意，在开关管关断的时候提供漏感能 量释放的回路，采用跨接中间电容的办法，可以抑制开关管的关断电压尖峰。 此电路拓扑称为推挽正激式电路。由于推挽正激变换器由传统的推挽变换器演 变而来，而且在两条支路之间跨接了一只中间电容，因而仍沿用了推挽( p u s h - - p u l l ) 这个名称，为了能区别于传统推挽变换器，同时该交换器在开关管导通 的同时向负载传递能量，保留了正激变换器的特点，因而确定名称为：推挽正 激变换器i ) j 。 1 3 1 推捷正滋式电路的演变 电压型与电流型控制推挽正激d c d c 变换器研究 推挽正激变换器由推挽变换器的演变过程如图1 6 所示： l r 霭”翻一- 銎翻 推挽式( p u s h - p u l l ) 电路 盛l 翻一：匿i 国 推挠王澈式! p u s h - - p u l lf o r w a r d ) 电鞯 图l6 推挽正激变换器韵演变 从上图可以看出，推挽变换器的两个开关管可以不用隔离，变成推挽正激 变换器后，由于一个开关管位置改在输入电压正极端与变压器绕组之间，因而 驱动电路必须采取隔离的措施。此外在两条支路之间跨接的中间电容，由于具 有电压浮动的特性，而且保持上负下正的电压差。正是借助此电容的浮动特性， 使得该变换器具有抑制关断电压尖峰的优点。 132 推挽正激式电路的特点 推挽正激式电路适用于低压大电流输入、中大等功率输出的应用场合，此 外由于减小了输入电流的纹波，变换器的输入滤波器设计与体积均大大改善| 6j 。 在推挽正激变换器的两个开关管均不导通时间内，输入电源向箝位电容，即中 间电容充电形成环流电流，并在一个开关管导通的同时，箝位电容与变压器绕 组之间形成回路，箝位电容放电。随之开关管关断，由于箝位电容构成的环路 的存在，起到了抑制开关管关断时承受的超过二倍输入电压的电压尖峰。本文 将利用电荷守恒定律对电容充放电进行分析，并计算出环流电流的定量关系。 因此正确理解箝位电容的环流电流是理解推挽正激变换器的关键。 14d c d c 变换器控制技术的现状与发展 南京航空航天大学硕士学位论文 1 4 1 电压型控制模式 简单地说，电压型控制方式的原理是，变换器的输出电压u 。与基准电压u 耐 比较，经误差放大器输出与固定的载波信号交截，通过p w m 比较器输出可调的 占空比信号，从而达到控制输出电压恒定的目的。整个控制系统为单一的电压 环。 电压型控制方式的优点是控制简单，较易设计和分析，抗干扰性能强等。 电压型控制方式的最大缺点是动态响应速度慢，只有等到输出电压变化后，反 馈回路才能起到调节输出电压的作用。因而电压型控制系统的静态性能、动态 性能与稳定性之间存在矛盾【_ j 。 14 2 电流型( 直接) 控制技术 传统电流型控制技术是一项性能优越的控制技术，分为峰值电流型控制和 平均值电流型控制，直接以电流为控制对象。起初是出于克服d c d c 变换器电 压型控制技术的缺点，随后应用范围扩展到逆变器、p f c 等领域，而且其外延 还在不断的延伸。但是它没有也很难给冉一个很严格的定义。在综合国内外文 献资料的基础上，就其实质作以下描述：电流型控制模式是一种控制策略，它 以电流或者表征电流的信号参与控制为前提，并以电流或者表征电流的信号为 控制对象，完成控制，实现各种控制目标降i 。 电流型控制技术与传统的电压型控制技术相比，在电路结构上增加了一个 电感电流反馈环，把电感电流信号即作为p w m 的载波信号，因而不需要斜坡信 号发生器。反馈的电感电流的变换率( d i l d t ) 能直接跟随输入电压和输出电压 的变化，因此具有快速的瞬态响应和高度的稳定性；电感电流峰值( 即流过开 关管的电流峰值) 直接受误差放大器输出电流给定信号的控制。由于误差放大 器输出具有限幅特性，因此通过改变限幅值可以改变最大电流，从而起到短路 保护作用；采用电流型控制具有很好的并联、均流能力【7 i 。 14 3 单周期控制技术 单周期控制技术将非线性开关变为线性开关，是一种非线性控制技术。对 于输入信号的扰动，开关输出信号平均值的暂态过程在一个周期内就可完成： 对于负载的扰动，由于输入信号存在内阻，因而输出信号的幅值也存在扰动， 电压型与电流型控制推挽正激d c d c 变换器研究 开关输出信号平均值的暂态过程在一个周期内也可完成。所以，单周期控制对 输入信号的扰动、输出信号处负载的扰动均完全有抑制能力，可以确保输出信 号平均值的恒定。但如果输出信号经l c 滤波器后，其输出信号的平均值将受到 扰动，也就是说，单周期控制技术抗输入信号的扰动能力比抗负载的扰动强， 其动态性能优于电压型、峰值电流型控制技术，但经滤波器后输出电压的稳态 精度不及电压型、峰值电流型控制技术。 14 4 间接电流型控制技术 电流型控制是双环控制系统，增加了电路分析与设计的难度。此外，控制 信号来自于电感电流，功率级电路的谐振可能给控制环带来噪声干扰，而且负 载的调整率差。在电流型控制中，电感电流的取样一般是通过电阻取样或者互 感器采样，由此带来了取样信号杂波较大，抗干扰性能差，电路成本、体积增 加等问题。为了减小变换器体积，降低成本，减小损耗，提高效率，减小电流 型控制环路的复杂性。本文采用电感或变压器绕组的电压积分的方式来实现电 流型控制，该技术称为“间接电流型控f 5 l j ( s e n s o r l e s sc u r r e n tm o d e s c m ) ”。按照 上述对电流型控制技术定义的理解，s c m 仍然属于电流型控制技术。 间接电流型控制比传统的峰值和平均值电流型控制在噪声敏感和动态范围 上有显著的优势：在线性调整和负载宽范围调整上减少了控制的复杂性，解决 了系统静态精度与稳定性之间的矛盾，使系统具有快速的动态响应和高的静态 精度f 9 】。对于满足现代用电设备高可靠性、高效率、低成本的要求，采用电压积 分的间接电流型控制会越来越多的成为用户和厂商采用的方案。 1 5 本文选题的意义和主要工作 1 5 1 本文选题的意义 在计算机、邮电通信、电力系统以及航空航天领域，要求电源设备具有体 积小、重量轻、可靠性商和易于维护等特点。前文提及的各种电路结构均存在 各自的缺陷：单端变换器的变压器单向磁化，磁芯易于饱和，占空比调节范围 不大：半桥变换器存在变压器漏感引起的复位电压和占空比丢失的问题；全桥 变换器由于两桥臂四只开关管的性能参数不能达到一致，存在直流分量，导致 南京航空航天大学硕士学位论文 磁芯饱和：推挽变换器相当于两路单端正激变换器的并联，克服了单端变换器 的缺点，变压器双向磁化，磁芯利用率提高，但由于器件参数的不一致，难以 保证变压器“伏秒”数相等，而且由于变压器的漏感在开关管关断时引起很 大的电压尖峰，给变压器绕制带来困难。 推挽正激变换器作为航空静止变流器的前置级，具有体积小、重量轻、可 靠性高等优点，适用于低压大电流、宽范围输入电压的应用场合。近年来，国 外专家研究的基于“观测法”的“s e n s o r l e s sc o n t r o lm o d e ”控制方法在变换器 中的应用取得良好的效果【l “，本文在此基础上进一步研究基于推挽正激变换器 等双端变换器的试验验证。 因此通过对推挽正激变换器的研究，寻求一种性能更优良、变换效率更高 的电路拓扑以及控制方式具有重要的意义。 1 5 2 本文的主要工作 针对目前的研究情况，本文在推挽正激变换器的电路拓扑和控制模式的基 础上做了以下工作： a 介绍推挽正激变换器的概念、应用场合以及特点： b 分析了推挽正激变换器的工作原理，并详细地分析了在电感电流连续与 断续模式下的工作特性，给出了其外特性曲线： c 详细分析了间接电流型控制模式，并给出了基于b u c k 变换器的间接电流 型控制模型； d 、研制了电压型推挽正激d c d c 变换器的试验样机： e 研制了基于间接电流型控制推挽正激d c o d c 变换器的原理样机： f 总结了本文所做的工作，并对进一步工作做了展望。 1 6 本章小结 本文将研制一台l k w2 7 v d c 1 9 0 v d c 的试验样机作为静止变流器的前置 d c d c 变换级，在对比几种d c p c 变换器电路拓扑的基础上，确定本文选用推 挽正激式电路拓扑。从输入电压范围、输入电流纹波、功率容最等各项指标上 看，该电路拓扑都具有优势。 电压型与电流型控制推挽正激d c d c 变换器研究 同时，作为一种新颖的控制方式，s c m 具有强抗噪声性能，在线性调整和 负载宽范围调整上减小了控制的复杂性，解决了系统静态精度与稳定性之间的 矛盾，使系统具有快速的动态响应和高的静态精度。 南京航空航天大学硕士学位论文 第二章电压型控制推挽正激d c d c 变换器的稳态原理特性 本章首先分析了推挽正激d c d c 变换器的工作原理，通过详细的理论推导 得到推挽正激d c d c 变换器的稳态工作原理，并获得在电感电流连续与断续下 工作模式的理论公式，最后给出变换器的输出外特性曲线。 2 1 推挽正激d c d c 变换器的稳态分析 在一个开关周期内，推挽正激d c d c 变换器工作模态可分为8 个状态分 别是开关管s 。导通的瞬间、开关管s l 稳定导通期间、开关管s i 关断瞬间、两个 开关均截止期间、开关管s 2 导通瞬间、开关管s 2 稳定导通期间、开关管s 二关断 瞬间和两个开关均截止期间。 211 推挽正激d c d c 变换器的稳态工作原理 图2 1 为推挽正激式电路的原理图，副边采取全桥整流电路。设变压器原边 绕组匝数为n i ，副边绕组1 1 2 ，变压器匝比为n = n 二f l ! ，t o n 为每个开关管的导通 时间，l 为开关周剿，工作频率t = 1 l 。 d ；m cf= = 髓 图2 1 推挽正激d c d c 变换器原理图 变换器占空比定义为单管占空比d = l l ，输出负载电流为i 。= u 。r l 。 为了便于分析，假定： a 所有无源元件均为理想元件： b 线路电阻、电感为零： c 变压器励磁电感足够大，励磁电流忽略不计： d l 卜c f 、r l 看成一个电流为i 。的电流源： 电压型与电流型控制推挽正激d c d c 变换器研究 e 在高频工作条件下，变压器电感及滤波电感、电容值保持不变： f - 稳态工作时，箝位电容电压基本不变，视为电压源； g 功率开关管和整流二极管从导通变为截止，或从截止变为导通的过渡过 程时间均为零，且通态压降为零，断态漏电流为零。 在一个工作周期内，两只开关管交替工作，其工作原理波形和工作模态等 效电路图完全一致，因而只需分析其中一只开关管的工作模式，即分析其中4 个工作状态即可【l i 】，如图2 2 、2 3 所示： l 峰；卓l 。 8 ! i 国；二。u 甘幽盈哇， 四日ii i 龃己， 巨i i 悼ie 骝gi i 芈 0 ) 工作模态l 等效电路图 l f u 鹰硐 u 圜翻 “瑙l 删 ( d ) 工作模态4 等效电路圈 图2 2 推挽正激d c d c 变换器原理波形图2 , 3 各工作模态等效电路图 a 工作模态l t o t l 】：t o 时刻以前，原边电流在u 卜一n 2 一c 。一n l - - u i 构成的 回路中环流，环流电流为i l 。，负载电流分别通过两组副边整流二极管流过，副 边绕组短路。到t o 时刻，开关管s l 导通，电压u i 施加到原边绕组n 1 上；箝位 眦 。 眦 。 。i 。 。 南京航空航天大学硕士学位论文 电容c 。电压u c 。施加到n 2 上。在此阶段，n i 的电流i n l 增加，n 2 的电流沁减 小，电流方向如图2 3 所示。此时，副边绕组仍处于短路状态，副边全桥整流的 d i d 4 同时导通。与续流状态不同的是，此时加到整流二极管d l 、d 2 的电压为 正向电压，加到d 3 、d 4 的电压为反向电压，d 3 、d 4 处于反向恢复状态。相应地， 流过整流二极管d l 、d 2 的电流增大，流过d 3 、d 4 的电流减小，当流过d l 、d 2 的电流增大到负载电流，流过d 3 、d 4 的电流减小零时，该模态结束。模态等效 电路如图2 3 ( a ) 所示。 in l = n d i 。+ 导( t ，一t 。) ( 2 1 ) i n 2 = 一i l d i 。+ 导产( t l t o ) ( 2 2 ) l a 式中l ：为变压器绕组漏感。 流过联管s b 的电流为“- = i n l + i n 2 _ 睁昔卜0 ) o 输入电溉 i = i n l 。在此阶段，开关管s 2 上的电压为u 出2 = u i + u 己。2 u i 。 b 工作模态2 h t 2 ：在t 1 时刻，开关管s 1 持续导通，d 1 、d 2 和d 3 、d 4 环流结束，d i 、d 2 导通，d 3 、d 4 截止。在此阶段，u i 和u c 。加在变压器的原边 绕组n l 和n 2 上，输入电源向负载提供能量，n l 的电流i n l 和n 2 的电流i n 2 继续 升高，电流的变化率减小。该模态下，推挽正激d c - d c 变换器相当于两个单端 正激变换器并联工作，绕组n l 和n 2 上的电流分别为： i n i = n d i 。+ 导( t ：一t i ) ( 2 - 3 ) l 口1 i n 2 = - n d i 。+ 粤( t 2 一t ，) ( 2 - 4 ) r l 。lzl 。2 ，l 。、l 。2 为原边绕组电感。 由于假定输出的负载电流恒定，忽略其纹波值，上式可改写成： i n l - n d i 。+ 粤( 2 5 ) 电压型与电流型控制推挽正激d c - d c 变换器研究 i n 2 = 一n d i 。+ 二姜殳 ( 2 6 ) 二 变换器的输入电流依然等于绕组n l 的电流i n l 。到t 2 时刻，s l 关断，该模态 结束。在此阶段，开关管s 2 上的电压仍然为u d s 2 = u i + u c 。2 u 。模态等效电路 如图2 3 所示。 c 工作模态3 t 2 t 3 ：在t 2 时刻开关管s l 关断，流过绕组n i 的电流i n i 迅速 减小，绕组n z 上产生较大的反电势，并使开关管s 2 的反并二极管导通，i n i 流 向箝位电容u c c ，即给电容充电。副边绕组的电压为上负下正，立即使d 3 、d 4 导通，d l 、d 2 承受反压，处于在反向恢复状态，因此整流二极管仍工作在续流 状态。绕组n 2 与箝位电容u c 。的公共端被箝位在零。绕组n i 上的电流i n l 通过 s 2 的体二极管构成环流，输入电压u i 和箝位电容电压u c 。分别施加在绕组n 2 和 绕组n l 上，即i n l 减小、i n 2 增加。当i n l = ，i n 2 时，由s 2 的反并二极管构成的环 流为零，反并二极管变为截止，该模态结束。此阶段加在开关管s 1 上的电压为 u d s l = u i + u c c 2 u i 由u j + 一s i c c s 2 一u i 构成的回路可见，u d s l + u d s 2 = u j + u c 。2 u i ，因此，任意一个开关管的漏源电压均被箝位在2 u i 处。可以看出，筘 位电容的确起到了良好的电压筘位的作用。模态等效电路如图2 3 ( c ) 所示。 d 工作模态4 t 3 蜘：在该模态开关管s l 、s 2 均关断，原副边绕组电压均为 零，输入电压u j 加在箝位电容上，向箝位电容充电，输入电流等于环流电流。 整流二极管处于续流状态。负载电流分别通过两组副边整流二极管流过，每个 桥臂二极管流过的电流相等，均为负载电流的一半。开关管的漏源电压均为u i 。 环流电流流经两原边绕组。即从一绕组同名端流入从另一绕组同名端流出，产 生的磁通量抵消，因而副边绕组电流为零。模态等效电路如图2 3 ( d ) 所示。 2 1 2 推挽正激d c d c 变换器的环流分析 2 1 2 1 环流分析 在工作模态4 1 3 咱】，两个开关管都不导通期间，输入电流即为环流电流。 在此期间内，变压器的漏感和箝位电容谐振，谐振周期大于最小占空比时的“死 区”时间( 3 1 6 肛s ) ，所以可以认为环流电流的大小基本不变。输入电源通过u i + 一n 2 一c 。n 1 一u i 构成的环路向箝位电容c c 充电，其充电电荷为： 南京航空航天大学硕士学位论文 q c c - - 1 0 0 p ( 生爿驯。( 三一。卜 p ， 当其中一个开关管导通时，箝位电容通过其相应的一个绕组向负载释放能 量。箝位电容的放电电荷为：q 。= 妞。2 一i 。j d t s ，由稳态工作时箝位电容 电荷守恒关系可得： i i 。= n d i 。( 2 8 ) 2 1 2 2 能量传输与开关损耗 a 能量传输：推挽正激d c d c 变换器的能量传输可分为两部分：一部分是 在开关管导通期间，输入电源通过变压器直接传输给负载；另一部分是两路开 关管均不导通期间，输入电源通过u i 十一n 2 一c 。一n i u j 构成的环路给筘位电容 c c 充电，然后在开关管导通期间通过变压器将筘位电容上储存的能量传输给负 载。前者直接传输的能量为w = 只矿2 + d 皿，后者间接传输的能量为 w 2 = p 0 ( 1 2 一d 掩。显然，推挽正激d c - d c 电路较之推挽电路而言，变换器的 效率提高了，间接传输的能量占总能量的l 2 一d 。相同负载下，则采用推挽正 激式电路，比传统推挽式电路的效率提高了约几个百分点。 b 开关损耗：开关管在一个周期内的开关动作可以展宽成如图2 4 所示： 漏源 电压u 栅极 驱动 ( a ) 理论波形( b ) 展宽后波形示意图 图2 4 开关管驱动及漏源电压工作波形示意图 开关管的一个开关周期可以分为四个状态：开通状态t r 、导通状态t o n 、关断 状态t d 和截止状态t o 小各个状态内的损耗可以用p = c u d s ( t ) i 。( t ) d t 求得。 l 由于开关管一个周期内的开关损耗分为两类，一个为稳态功率损耗，即通 态损耗p 。和截止损耗p 。f r ：另一个为开关损耗，即开通损耗p ，和关断损耗p d 。 电压型与电流型控制推挽正激d c d c 变换器研究 稳态功率损耗与开关管的开关特性无关，而开通损耗p r 和关断损耗p d 与开关特 性有直接关系，因而重点求解开通损耗p r 和关断损耗p d 。 图2 4 所示的波形可求得开通损耗p ，和关断损耗p d 为： 开通损耗： 关断损耗 _ = 扣u ( 一廿。a t = 酱t r l = t 1 如f t d 2 u u c t j li 。 - 一净= 等气 即开关损鹣 p s2p r + p d2 酱t r + 挚t r 2 j 1t u i i o t r ( 2 - 9 ) ( 2 - l o ) _ ic 。u ；( 2 1 1 ) 上 式中，c 。为m o s f e t 的结电容。 由此可见，驱动信号波形的上升时间与下降时间过大会增加m o s f e t 的开 关损耗。在实际电路中，适当减小m o s f e t 栅极驱动电阻，减小驱动信号的上 升时间和下降时间可以降低开关管的开关损耗，提高变换器的整机效率。此外， 截止损耗由于漏电流很小，而且关断时沟道阻抗很大，因此忽略不计，m o s f e t 的导通损耗计算可以由下式确定： p 蛐= i j r d s ( 。) f o n ( 2 一】2 ) 1 s m o s f e t 的r d s o n ) 不仅与漏极电流i d 、栅极驱动电压有关，而且而管芯的 工作结温t j 有判1 2 】。在同样漏极电流情况下，可以适当提高驱动电压，同时降 低m o s f e t 的工作温度，合理安排在散热盘的位置，做好风冷措施，都有利于 降低导通电阻，减小损耗。 2 1 2 3 箝位电容的大小 箝位电容c 。在两开关管关断期间，由输入电源向其充电；在开关管导通期 间其向输出端放电。充放电的频率为开关频率的两倍，如图2 2 所示。因此c 。 上的高频纹波较大，以箝位电容间接释放到输出端的能量表达为箝位电容电压 6 南京航空航天大学硕士学位论文 g 擞z x u c c 的函数 5 】： w d = 4 c 。u i a u c 。 因此箝位电容的电容容值为： c ：p o ( 1 2 - d ) t , 。4 u i u c 。 为了减小开关管的电压应力，一般取a u 。 。，使。t 、 d 2 导通；d 3 、d 4 截止，电感电流i l = i 3 ，向负载供电。在s i 导通与绕组n 1 形成 一支回路的同时还与绕组1 q 2 和筘位电容c o 形成另外的一支回路。即n 2 的感 应电动：巩。，媳内置的二极管截j l 因此在此期间，磁通增量： 妒詈t o n2 昔d t s ( 2 - 1 8 ) 加在滤波电感l f 上的电压为n u 。一u 。，使电感电流i l 线性增长： l f 韭d t = l f i d i c = n u 。一u 。( 2 - 1 9 ) t ：d t ；= t 。时，i i 达到最大值i l m a 。存s l 导通期间，i l 的增最i l ，为： i l + ：粤垫t 0 n ：訾生d t , ( 2 - 2 0 ) 在两开关管均若断期问，t t 。时，原边绕组n t 、n 2 与筘位电容c c 构成回 路，三个绕组的电压均为零，电感电流i l 通过整流二极管续流。此时加在滤波 电感j 二的电压为u 。，i l 线性减小： l ，一d i l u 。 ( 2 2 0 d t ” 当t = t 。时，i l 减小到最小值i m 。在开关管均截止期间，i l 的减小量i - 一为； 耻告竽= 告： d j t s 陋：z ， 变换器处于稳定工作状态时，电感电流i l 的增量等于它的减小量： 虬+ a i 巩i 。一i 。：= 半- d = 鲁印 t s p ：s ， i l + = l 一= l m 。一l m l 。2 j 广。l s3 f 【了一uj 1s l 厶d ， 从 式可得到变压比m ： 南京航空航天大学硕士学位论文 m ：堕：n 2 d u ： ( 2 - 2 4 ) 因此理想的推挽正激d c d c 变换器在电感电流连续工作情况p 爻j 土比m 只与变压器的匝比1 1 和占空比d 有关，与负载电流大小无关。稳定工作时，在 一个开关周期内滤波电容c f 的平均充电和放电电流相等，因此变换器输出的负 载电流i 。就是i l 的平均值i l ： i l ：i 。：k 掣血( 2 - 2 5 ) r t ( 2 2 3 ) 式、( 2 2 5 ) 式，电感电流i h 。、i l m i n 分别为： k 吐+ 拉= 导i 导( 。卜 = 扑鲁( 纠叫 p ：s ， k 。、吐一1 一a il 。u o 一拦( 引l = 鲁ri t 一是2 l ( l p z ， tlrl 2 j 如图2l 所示，i o - = i l i 。，当i l l 时，i c r 为正值，滤波电容c f 充电，输出 电压u 。升高；当i l i 。时，i c r 为负值，滤波电容c f 放电，输出电压u 。下降。因 此，滤波电容c r 一直处于周期性充放电状态。在理想条件下，认为电容足够大， 输出电压u 。为平滑的直流电压。如果滤波电容c r 不大时，则输出电压u 。有一 宗的脉动。存一个开关周期内电容充电电荷为： 扯三譬寻= 瓮 陋：s ， 输出电压的脉动量为： u o 叱扩u = 等= 瓦o - o 碡) u o ( 2 - ：，) 电压型与电流型控制推挽正激d c d c 变换器研究 2 2 2 电感电流断续( d c m ) 时外特性分析 变换器工作在电感电流断续状态时，功率开关管和整流二极雷的工作方式 有三种：变压器原边功率开关管有一只开通，副边整流二极管一桥臂导通：功 率开关管均关断，副边整流二极管续流：功率开关管均关断，副边整流二极管 因续流结束而自然关断。此时没有因反向恢复引起的反向电压尖峰。 功率开关管和整流二极管都导通期间，即t ；t o 。，电感电流从零开始增加到 i l m a 、，其增量为： j l + 吐：掣d l ( 2 - 3 0 ) l f 功率开关管截止后，变压器副边绕组感应反电势，使两桥臂整流二极管导 通，整流二极管工作在续流状态。续流时间设定为玲= 半。钮 。 在e 。期间，i l 从i l 。、线性下降到零，电流下降量为： o ：i l 。：当碥( 2 - 3 1 ) l r 二极管续流结束后，变换器工作在方式3 状态f ，功率开关管和整流二极 管均关断，l h 二时l 。+ 1 名 电感电流为零负载由滤波电容供电，由上两 式可得： 攀生l 。：兽，玲( _ 2 - 3 2 ) l 帅 l ， 叫 可得到电流断续时的变压比：m = 昔= ”击，n 2 t s t 0 l l = n 2 d , 因此， u t 一+ r 。 t 电感电流断续时变压比m 大于匝数占空比n 2 d 。这样会产生由于输入电压的 或者负载的变化引起的占空比变花幅度过大，使调节困难。 又剐。卜耻u 删有：m = 导一击一鼎2 导棚 南京航空航天大学硕士学位论文 d 7 + d = l m i d 。电感电流的平均值i l 就是负载电流的平均值i o ，负载电流为 1 。i u o ，则： ，。- i o = 言巴k 喁) i l 咄 ：( d 删) i 。 ( 2 - 。) 把( 2 3 0 ) 式代入上式，得：