（电力电子与电力传动专业论文）基于dsp的交流稳流源数字控制研究.pdf

浙江大学硕士学位论文 a b s t r a c t t h i sp a p e ri n t r o d u c e dt h ed i g i t a lt e c h n o l o g yd e v e l o p m e mo fp o w e re l e c t r o n i c s a n da n a l y z e dt h ec h a r a c t e r i s t i c so f t h ed i g i t a lc o n h o ls y s t e mf o ri n v e r t e r s t h ed i g i r a lc o n 拓o lo ft h ef u l lb 翻毫ei n v e r i e ra n dt h ec o n t r o l s t r a t e g yf o f o u t p u t t i n gs i n u s o i dc u r r e n to fj n v e r t e r sa r cm a i n l yd i s c u s s e d 。i tp r e s e n t e dad i g i t a l c o n t r o lm e t h o do f d i g i t a ip d f o rc u r r e n tc o n t r o lo fs i n 西ep h a s ef u i ib r i d g ei r l v e r t e r s t h r o u g ha n a l y z i n gt h em a t h e m a t i c a lm o d e lo fi n v e r t e r sa n dh ss p w mm e t h o d 。i t a c h i e v e dg o o ds t a t i s t i ca n dd y n a m i cp e r f o r m a n c e sb yu s i n gd o u b l ec u r r e n tl o o p f e e d b a c kc o n t r 0 1 a tl a s t , i tp r e s e n t e d8w a yo fd e s i g n i n ga3 k ws i n u s o i dc u r r e n ts u p p l yc o n t r o l s y s t e mb a s e do nt m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 ad i g i t a ls i g n a lp r o c e s s o r , a n dc a p ：i e d o u tt h e c e n t r e lm e t h o dt a l k e da b e v ea n da c q u i r e dg o o dp e r f o r m a n c e s 2 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 电力电子技术是采用功率半导体器件对电能进行转换、控制和优化利用的 技术，半个世纪以来，飞速的发展已经使其与工农业生产、通信、航空航天、国 防以及人们的日常生活密不可分，日益成为国民经济的支撑技术和产业基础之 从学科方面来分，电力电子学由电力、电子与控制这三大部分组成；从组 成来分，电力电子技术主要分为功率器件、电路拓扑和控制三部分。目前电力电 子器件方面的发展主要表现为m o s f e t 、i g b t 、i g c t 等现代电力半导体器件的 广泛应用，电路拓扑的发展主要集中在p w m 拓扑和软开关技术方面，而数字控 制技术则是控制方面发展的方向，并将随着信息技术的突飞猛进，对电力电子技 术的发展起到巨大的推进作用川。 本文主要研究电力电子的数字化技术，重点是研究功率变换器的数字控制 技术的应用。通过对此内容的研究，希望能达到提高电力电子系统的长期稳定性、 可靠性和先进性的目的。 第一节电力电子数字控制技术的发展和现状 电力电子技术从其诞生到2 l 世纪的发展过程，经历了各种不同的发展阶段。 首先，电力电子的发展依托的是电力电子器件的发展，它经历了工频、低频、中 频到高频的发展历程，电力电子系统也由此经历了一个高频化的发展历程，并且 仍在不断进展中。其次，与此相对应，电力电子电路的控制从最初以相位控制为 手段到由分立元件组成的控制电路发展到集成控制器，再到如今的旨在实现高频 开关的计算机控制，并仍在向着更高频率、更低损耗和全数字化的方向发展。第 三，在器件、控制手段的不断发展中，电力电子拓扑的研究得以取得进展，同时， 新的拓扑又在不断的推动器件和控制手段的进步和发展。 电力电子的模拟控制电路一般以专用模拟控制芯片为核心，再辅以一些外围 分立元件构成，经过长期的发展电力电子的模拟控制技术已经非常成熟，至今仍 然是主流控制手段。但是模拟控制技术存在一些自身难以克服的缺陷，例如：由 于模拟控制采用大量的分立元件，导致系统的可靠性下降；采用模拟控制的电力 电子产品升级换代困难；采用模拟控制的电力电子系统的监控功能实现困难。因 此，越来越多的电力电子装置转向数字控制。 功率变换器采用数字控制可以带来以下优点： 便于采用更先进、更复杂的控制方法，提高输出电能的质量： 使功率变换器的控制更具灵活性，只需修改程序就可以轻易地改变控制参数 浙江大学硕士学位论文 或控制方法，无需改变硬件，大大缩短产品设计周期； 整个控制系统可以在一个单芯片上( s y s t e mo nc h i p ) 实现，系统的可靠性 大大提高，且易于标准化； 电力电子产品的一致性好，生产制造方便，综合成本低。 容易组成高可靠的电源模块并联系统。 上述数字控制的优点带来的最直接的结果就是电力电子系统的体积越来越 小，效率越来越高，成本越来越低，e m i 性能越来越好。在新世纪绿色环保电源 的潮流下，电力电子的数字化已经毫无疑问成为未来的主要方向。 考察电力电子控制技术的发展，在电力电子高频化发展的趋势下，传统的模 拟控制电路明显存在着控制精度低、动态响应慢、参数整定不方便、温度漂移严 重、容易老化等缺点。专用模拟集成控制芯片的出现大大简化了电力电子电路的 控制线路，提高了控制信号的开关频率，只需外接若干阻容元件即可直接构成具 有校正环节的模拟调节器，大大提高了电路的可靠性。但是，也正是由于阻容元 件的存在，模拟控制电路的固有缺陷，如元件参数的精度和一致性、元件老化等 问题仍然存在。此外，模拟集成控制芯片还存在功耗较大、集成度低、控制不够 灵活、通用性不强等问题 2 1 。同时，在电力电子系统中应用数字化控制，可以消 除温度漂移等常规模拟调节器难以克服的缺点，有利于参数整定和变参数调节， 便于通过程序软件的改变方便的调整控制方案和实现多种新型控制策略，同时可 阻减少元器件的数目、简化硬件结构，从而提高系统的可靠性。除此之外，数字 化控制还容易实现系统运行数据的自动储存和故障自动诊断，有助于实现电力电 子装置运行的智能化”j 。 经过多年的研究和发展，电力电子技术的数字化已经取得了一大批研究成 果。在装置研究成果方面来看，从2 0 世纪9 0 年代后期开始，已有d s p 控制的 d c d c 大功率电源模块、变频器、功率因数校正电路( p f c ) 、不问断电源( u p s ) 和有源电力滤波器( a p f ) 等装置研究成功。由于数字控制在处理三相电源变换 装置方面比模拟控制有较大的优势，上述各种交流电源均有了三相的相应装置。 在控制方式的研究方面来看，已有三相p w m 空间矢量控制、非周期性采样控制、 模糊控制、自适应控制、无差拍控制以及上述控制方法的复合控制等一系列研究 成果。 电力电予的数字控制技术是从模拟控制技术发展起来的，首先是有模拟控制 技术，然后才出现了数字控制技术。电力电子的数字化技术的含义主要体现在两 个方面：电力电子系统级的数字化控制和功率变换器的数字化实时控制。相对后 者来说，前者的数字化的实现主要基于微处理器( m 口u ) 、数字信号处理器( d s p ) 和现场可编程门阵列( f p g a ) 的应用。随着高性能的数字控制器的不断发展， 电力电子的数字化技术也将不断发展，不仅能提高电力电子系统的性能，降低成 浙江大学硕士学位论文 本，简化设计，也是未来发展的方向。 第二节基于d s p 的功率变换器数字控制 电力电子技术的数字化，在功率变换器上的应用即是变换器的数字化控制， 它离不开数字处理芯片的应用。而应用最为广泛的数字信号处理器d s p ，无论在 系统组成的简单化，高性能，低成本各方面部有着明显的优势。 利用d s p 设计电力电子功率变换器和传统的利用专门模拟控制芯片加上数字 控制界面来说还是有着较大的区别的。图卜1 是功率变换器的传统模拟控制系统 框图，图中的专用模拟控制器指的是以专用模拟控制芯片( 如u c 3 8 5 4 等) 为核 心，辅以一些外接的分立元器件构成的模拟控制电路。 图1 - 1 传统模拟控制系统框图 图卜2 则是数字控制系统框图，图中的d s p 控制器是指专用的电机控制d s p 芯片，内部集成了高速a d 转换器和多路p 删发生电路( 含死区发生电路) 。 比较图卜1 和图卜2 可以看出数字控制和模拟控制的主要区别在于用d s p 控 制器取代了专用模拟控制器，同时用数字显示取代了模拟显示，并增加了系统与 外界的通信功能。在这种结构里，主功率电路的闭环控制和故障保护都由模拟电 路实现。单片机负责电路参数和故障信号的采集，并将这些数据传到外界，同时 接收外界的命令和数据，控制主电路的热开关机和调节控制环的给定基准。可见， 单片机并不直接参与主电路的控制。图卜2 则表达了数字化智能电源模块的结 构。与传统智能电源模块相比，一个显著的区别就在于：这种结构将主电路的控 制环也移交给d s p 用离散的方法处理。我们还可以看出，这种结构节省了一个 d a 环节。 6 浙江大学磺士学位论文 图1 2 数字控制系统框图 可见电力电子数字控制的关键是要有速度快、运算能力强、具有较抗干扰 能力的数字处理芯片。随着i c 设计和制造技术的进步，d s p 控制芯片的速度和 性能日新月异，不断提高，同时价格也呈下降趋势。同时d s p 芯片极高的运算 速度、丰富的外围接口可以实现很高的采样率，有助于减小控制延时，取得优良 的控制特性，因而被广泛的应用于电力电子数字控制，进一步推动电力电子控制 向数字化方向转变。 但是，不可否认的是电力电子数字化研究还远没有达到理想的程度，现在看 来，以下难点还值得进行深入研究： 变换器的开关动作对数字采样的严重干扰 检测和计算的量化误差导致控制精度的显著下降 高速运行下数字脉宽调制( p w m ) 分辨率的不足 开关功率变换器的数字控制的数学模型理论研究不够深入 要实现高频功率变换器的数字实时控制，尤其是采用现代控制理论中提出的 先进控制方法，以取得比传统的模拟控制更加优越的控制特性，其难度还是比较 大的。 尽管如此，电力电子数字化技术的前景是诱人的。目前，国内市场上数字控 制的电力电子产品大多是将数字控制作为一种产品抢占市场的卖点，采用的控制 方法也多是模拟控制离散化的数字控制方法，虽然产品的监控和通信功能比以前 的产品要丰富多了，但核心功率变换器的性能未必有多大的提高，有的甚至还不 如模拟控制的性能。要在实际的高频开关功率变换器实现真正的数字实时控制， 并取得比模拟控制更优异的控制特性，还需要我们对功率变换器的离散化数学模 型进行深入的研究，同时也需要d s p 器件的性能有比较大的提高。 第三节本文的选题意义和主要研究内容 一、选题意义 浙旺大学顿士学位论文 窀力电子的数字健莛今后电力奄予授术发震煎熬要方向之一，洚多掰型静 功率变换器都采用了d s p 控制。虽然d s p 控制也有上文提到的许多困难，但遮 代表了一个趋势。可以预见，电力电子的数字化控制将逐步取代模拟控制，占据 功率变换按翻接寒研究秘秀发豹主导媳经。 通过对3 k w 交流稳流源数字控毒4 的研究，探讨逆变器稳流输漱的数字控制 策略，根据该电流源的性能要求，实现种电流双耶p i 控制器，对逆变器的几 种控制方法进行了理论妁实验研究。此外，除了在原理上得到实现和验证，在确 镶整个装鐾可靠蛙戆基懿上这窭| 较竞熬效率襄巧缳簿要求。 希塑本课题的研究自给电力电予技术的数字优带来一些实践缀验，能够利用 数字控制技术设计出高精度、高稳定性的功率变换器，进一步提高性能，降低成 本。 二、研究内容 本文的主要研究内容是设计基于d s p 的3 k w 交流稳流源逆变器的数字控制 系统，主要包括： l 。逆交器豹取嚣p l 数字控素l 技术磷究 2 逆变器数字控制系统的软、硬件设计 3 稳流源人机界面软、硬件设计 本文麟蕊章节约内容是这样安撵的； 第二肇瓣交流稳流源鹣掘羚结稳，蒸零蒙理等瓣憨 薮一些分绥。分耪箕燕牵l 电路的设计和需要注意的些问题。 第三颦主要讲述交流稳流源的逆变器部分数字控制的设计和实现。主要为基 于d s p 麴肇提全耪逆交器s p w m 控制豹实现等。 第西帮剿是对遵交瓣正弦波形输滋控制策略傲了震点阐述，详蹋说鹱帮势褥 了数字p i d 控制策略，以及对输出电流控制的结果分析。 第五帮主要介绍基于d s p 的3 k w 交流稳流源逆变器控制系统设计，以及整 个装置熬入掇赛瑟设计，试验结果等。 8 浙江大学硕士学位论文 第二章交流稳流源概述 本文所述的交流稳流源是指利用交流电网输入，满足在各种负载状况下，输 出电流波形为固定频率和幅值的标准正弦波的电能变换装置。本章介绍了利用现 代电力电子技术，实现上述电能转换的装置的基本设计方法，及其基本结构和原 理。 第一节交流稳流源组成 本文主要讨论的是应用于低压电器长延时热脱扣试验台的交流稳流源，要求 利用交流电网输入得到高精度、恒频、恒流、正弦波输出，它的特点是负载为纯 阻性( 或感性) ，并且一般应用于工业大功率场合。本课题采用a c d c a c 的主 电路结构，其中d c a c 部分采用电流反馈控制的电压型逆变器以达到控制输出 电流的目的。 一、常用交流稳流方法 目前稳流方法的研究在小功率直流方面较多，而在交流稳流方面较少。一般 来说，交流稳流主要采用如下方法： 采用反馈系统控制伺服电机，通过机械传动系统调节自耦调压器来实现 调压稳流。由于电机和传动系统的机械惯性调整速度较慢且易产生振荡，很难实 现稳定的调节。 用具有反馈系统的可控硅调相电路来实现稳流。该方法通过调整可控硅 截止角实现调压稳流，正弦波将产生严重畸变，不能使用在对波形精度有要求的 场合。 以铁磁元件为调整元件( 磁放大器) 的稳流线路。这种方法的由于使用 的器件特性会有很多不足之处。例如，由于磁惯性大，系统响应时间较长；磁系 统的线性工作区小，一般情况下只能实现小范围定点稳流：磁系统会产生严重的 波形畸变，功率因数较低。 采用电压分节网络。这种方法是采用一个多绕组变压器，反馈系统通过 双向可控硅在正弦电流过零点切换绕组调压，实现稳流。它的缺点是稳流精度取 决于绕组问的最小变比，并且不能消除电网电压的畸变的影响。 采用模拟功率放大器，优点是波形的线性度好、稳定度高、失真度小、 波形平滑，缺点则是效率低下、发热量大，严重影响整个系统的稳定工作。 与上述各种方法相比，利用现代电力电子技术设计的开关电源在较小的成奉 浙扛大学硕士学位论文 下达到高精度、高稳定性的要求，能很好的满足各种应用场合的需求。 二、主电路结构 由于输入电源采用电网提供的交流电，因此基本的交流稳流源结构主要包括 由前级a c b c 整流电路和后级d c a c 逆变电路组成，图2 1 是其结构简图。 图2 1 该系统实现将从交流电网输入的电能转换成满足特殊工业要求的特定频率 和幅值的正弦电流。图中空心箭头表示能量传递，细箭头线表示信号传递。这种 结构是典型的设计方案，从电网得到的交流电能通过p f c 整流变换成直流电压， 然后再通过逆变器变换成所需的交流电能。其中的逆变器用于实现输出电流可 控，属于典型的电压源电流型逆变器。它通过调节逆变器的输出电压，达到输出 电流幅值稳定的目的。 图2 - 2 是前级单相a c d c 整 流电路的结构图。考虑电磁兼容 及经济性，在不增加太多成本的 基础上，采用了b o o s t 升压p f c 整流电路。单相p f c 整流已经有 了相当成熟的研究和应用经验， 出现了大量的集成控制芯片，能 够很容易的达到9 9 9 的功率因 数水平。因此一般来说，在工业 上对于功率不太大( 低于3 。-。 jlj l 1 一一n 。7 i 、 j j _一一 l jl 不控整流p f c 升压 图2 2 v d 5 k w ) 的应用场合，都可以使用单相p f c 整流电路，在不增加多少成本和难度 的基础上提高系统效率，降低e m i 水平。对于比较大功率的应用，由于单相电 源输入线路的限制以及各相功率的相对平衡考虑，就不适合采用单相输入电源 了。在这种情况下，使用三相p f c 整流输入级就会受到技术上和实际应用上的 一些限制，比较难于实现，成本也比较高。 浙江大学碗士学位论文 _ 岛一日。 i f f 王贼 三、控制部分 对于一个完整的应用系统来说，稳流源控制部分的主要作用一是给出主电路 的控制信号并提供开关管的驱动信号，系统保护等等：二是提供人机操作界面。 其结构框图如图2 - 4 所示： 图2 4 图中右边阴影框中是控制部分的核心单相全桥逆变器的控制框图，简要 说明如下： 1 采样电路将输出电流值采入，经滤波网络变换后送调节校正电路，然后 经过参考正弦波比较产生p w m 信号，通过驱动电路驱动逆变桥的四个 开关管，调节输出电压，从而达到调节输出电流的目的。 2 采样得到的电流信号还送到保护电路，比较后判断工作状态是否正常r 浙江大学硕士学位论文 并控制p w m 信号的产生或者禁止。当然，系统中还应该有开关管过流、 过压、过热等辅助保护电路等等。 3 系统控制还包括人机界面，用来设定工作参数，直观的显示输出电流等 信息，进行强制的开关机、故障维护、系统保护等工作，这在完整的实 用系统中是必不可少的。 控制系统的具体实现可阻用模拟电路构建，用单片机系统完成人机界面部 分。这种方法简单但是比较繁琐，用到的元器件数量庞大，p c b 设计制作都比较 麻烦，并且参数调整相当困难，要实现高精度的控制也比较难。所队i i 前的趋势 是越来越多的采用d s p 、f p g a 、c p l d 等数字控制芯片来实现电力电子电路的数字 控制，降低系统复杂度，提高系统性能。 第二节电压型逆变器 如前述，交流稳流源要求输出为纯正弦波，即输出级为一电流型逆变器，因 此逆变电路的设计和控制就成为整个系统的关键。 逆变电路即d c a c 变换电路，它能够实现直流电能到交流电能的转化，在 应用中构成静止式交流电源装置。众所周知，在已有的电能生产方式中，化学能 电池和太阳能电池都属于直流电源，当需要这些电源向交流负载供电时便必须经 过d c a c 变换；此外，还有公共电网和各式独立电源( 其中心频率为5 0 h z ) ，由 这些电源向交流负载供电是最普遍的方式，但随着生产的发展，有相当一部分的 用电对供电质量和形式有特殊要求，上述电源难于直接向这些负载供电。为满足 这些要求，历史上曾经有过旋转式变流器和静止式离子变流器，由于他们的经济 技术指标均不如目前应用的静止式半导体变流器，因而已为后者所取代【3 】。 从用电负载对电源要求的角度出发，主要工业特殊交流电源有以下几种： 1 感应加热电源 2 交流调速电源( 变频变压电源，v v v f 电源) 3 恒频恒压电源( c v c f 电源) 4 有源逆变电源 根据直流测滤波器的形式，逆变电路又可以分为电压源和电流源两类。前者 直流端并联大电容，它既能抑制直流电压纹波，减低直流电源内阻，使直流侧近 似为恒压源，另一方面又为来自交流侧无功电流的流传提供通路；后者在直流侧 串联大电感，它既能抑制直流电流纹波，使直流侧近似为恒流源，另一方面为来 自逆变侧的无功电压分置提供支撑，维持电路间电压平衡，保证无功功率的流传。 因而对逆变电路而言，前者称为电压源逆变电路，后者成为电流源逆变电路i j j 。 显然，这两类电路的性能有着很明显的不同。 在早期的电压源逆变电路的控制策略中，绝大多数的被控制量都是输出电 浙江大学硕士学位论文 压，除了要求输出电压的幅值和频率连续可调之外，对输出电压的谐波含量( 或 失真度) 要求尽可能小，也即对输出电压进行控制，以求得到纯正的正弦波电压。 从这一思路出发，先后提出了等宽p w m 和正弦p w m 等技术，在电机驱动领域 中还有磁链跟踪型p w m 技术等。到目前为止，以输出电压为控制对象的p w m 技术是应用最为广泛的控制技术，但是这种技术自身也存在很多缺点。例如在电 机驱动系统中，由于被控量是输出电压脉宽，电机负载不能得到快速的电流和力 矩响应，系统难以达到高性能。因此有必要寻求新的控制策略，这种新的控制策 略是控制电机的输出电流，促使其输出正弦波电流，这样不仅会有快速的力矩响 应，还有很强的过载能力等一连串优点，从而解决传统的p w m 技术存在的问题。 这种新的控制策略已逐渐得到应用。也有了集成控制芯片，为了区别，称这种控 制为电流跟踪型，简称电流型：同理，原来的控制被称为电压型。显然，这里型 的意义指的是被控制的输出量，因此电压源电流型逆变电路是指由电压源直流供 电并以输出电流为控制量的逆变电路。前述稳流源逆变器部分即为以控制电流为 目的的电压型逆变器，它在结构上与一般电压型逆变器完全相同，但在控制方式 和控制策略上有其不同之处。 第三节单相全桥逆变器原理 电压型逆变器的主电路结构一般有全桥式和半桥式两种。与全桥逆变器相 比，逆变器采用半桥结构可节省两只功率开关管，但是功率器件的耐压等级增加 一倍，而且在相同的输出电压条件下，半挢逆变器的输入直流电压必须是全桥逆 变器的两倍。因而，半桥电路多用在输出功率较小、直流母线电压较高的场合， 全桥逆变器则一般用在中大功率场合。本文讨论的交流稳流源主电路逆变器也采 用全桥结构，如图2 5 所示： 图2 5 单相全桥逆变器结构图 z 、单相全桥逆变器的工作原理 图2 5 所示的单相全桥逆变器中，直流母线电压为u d ，输入电流为j d 。t 】 浙江大学硕士学位论文 t 4 为四个开关管，其中包括它们各自的反并二极管d 1 一d 4 ，其中t l 和t 4 、t 2 和t 3 分别构成两个桥臂，u 。b 则是两桥臂中点电压。电感l f 与电容c f 构成输出 滤波电路，z 为负载，u o 为输出电压，i 。为输出电流。显然，在任何时候同一桥 臂上下两管不能同时导通，否则直流母线即成短路状态而使开关管烧毁。 假设输出滤波电感l f 足够大，电流i l 连续，那么任何时候总有一对开关( 开 关管t 或其反并二极管d ) 导通，共有四种组合，其输出电压电流则有三种： 当开关管t l 、t 3 ( 或d i 、d 3 ) 导通时，有：u a b = u d ，h = i l 当开关管t 2 、t 4 ( 或d 2 、d 4 ) 导通时，有：u 。b u d ，i d = i l 当开关管t 1 、t 2 ( 或d 1 、d 2 ) 导通时，有：u a b = 0 ，h = o 当开关管t 3 、t 4 ( 或d 3 、d 4 ) 导通时，有：u a b = 0 ，i d = 0 用函数来表示上述开关状态可以得到 ( t ) 如下： r 1 ，对应组合 工( t ) = 一1 ，对应组合 l0 ，对应组合、 则逆变桥两端输入输出电压和电流的关系可表示如下： i - l a b ( t ) = 工( t ) 。u d i d ( t ) = 上( t ) i l ( t ) 因此，可以进一步把单相全桥逆变器等效为一个- - 端e l 开关变换网络，设 x ( t ) 为输入端口变量，y ( t ) 为输出端口变量。对于电压型逆变器有： 聍 y = 嘲 引入网络变换函数h ( t ) 如下： 叫掣捌 这样，前述二端1 ：3 开关变换网络就可表示为： y ( t ) 2 h ( t ) 。x ( t ) 二、输入和输出等效电路 一般来说，逆变器的负载可能是线性的( 包括感性、阻性或容性) ，也可能 是非线性的。因此，为简化起见，将负载等效为一个电流源i i “来分析全桥逆变 器的输入等效电路。此时，当该电流源中只含基波分量时表示线性负载( 根据电 流与电压的相位关系分别可代表感性、阻性或容性负载) ；当电流源中含有谐波 成分时则代表非线性负载。 考虑到直流母线并非理想直流电源，在分析全桥逆变器的输出等效电路时， 串入一个等效直流电源内阻r d 。然后用开关变换网络等效替代逆变桥，就可得 1 4 浙江大学硕士学位论文 如图2 - 6 所示的简化电路 陌 f r 夺 u d 上 图2 - 6 全桥逆变器简化电路 ( 1 ) 输入等效电路 根据图2 - 6 ，令i ；0 ，在u d 单独作用下有 u 。b - ( t ) u d ( o 经傅里叶变换有： u d s ) = f s ( s ) 。u d ( s ) 得滤波电感电流： i 。( s ) = u 。b ( s ) e x 。( s ) + ) ( c ( s ) 其中x 。( s ) 和x d s ) 分别表示滤波电感和滤波电容的阻抗。 电感电流经过一级开关网络变换得逆变器输入端电流： i d l ( s ) 2 f s ( s ) 。i 。t ( s ) = f s ( s ) u d ( s ) i x 。( s ) + x c ( s ) 】 可见，它相当于一个压控电流源。 再令u d = 0 ，在负载电流单独时作用有： 1 l 2 ( s 产x c ( s ) 。i 一( s ) x 。( s ) + x c ( s ) 】 从而有 i d 2 ( s ) = f s ( s ) i u ( s ) = f s ( s ) ) ( c ( s ) i u “( s ) x 。( s ) + ) ( c ( s ) 】 这时则相当于一个独立电流源。 因此逆变器输入端等效电路可以用一个压控电流源支路和一个电流源支路 的并联来表示，如图2 7 所示： r d 图2 7 逆变器输入端等效电路 浙江大学硕士学位论文 ( 2 ) 输出等效电路 对负载来说，逆变桥相当于一个电压源，其输入由两部分组成：直流电源电 动势和电源内阻，因此，逆变桥输出等效电路就分别由这两部分在输出端的等效 电路来组成。 根据图2 - 6 可知，若令r d = o ，则由直流电动势单独在逆变器输出端产生的电 压得到： u a b k s ) 2f s ( s ) e d 它等效于一个电压源。 若令e a = o ，则输出滤波电感电流i “s ) 对应到逆变桥输入端的电流为： i d 2 ( s ) = f s ( s ) 。i l ( s ) 它在电源内阻上产生的压降为： u d 2 ( s ) 2 i a 2 ( s ) 。r d = f 。( s ) i “s ) 凰 反映到逆变桥输出端则为： u a b 2 ( s ) 2f s ( s ) u d 2 ( s ) 2 f z s ( s 、。i l ( s ) 。r a 它表示一个电流控制电压源。 可见，逆变器输出等效电路可以用一个电压源和一个电流控制电压源串联来 表示，如图2 8 所示： i ，f 图2 - 8 逆变器输出端等效电路 工l o a d ( s ) 通过上述分析可以看出，电压型逆变器的输出等效电路仍然是一个电压源， 要实现输出电流的控制，实际上就是根据负载条件极其变化情况，实时的改变其 输出电压，来达到稳定输出电流的目的。 因此，只要在逆变器控制中使用输出电流作为反馈信号，在控制器设计上选 取合适的控制手段，调整好参数，那么利用电压型逆变器构成交流稳流源完全是 可行的。 本文接下来就讨论电压型逆变器实现稳流输出的数字控制方法。 浙江大学硕士学位论文 第三章基于d s p 的稳流源数字控制 如前文所述，交流稳流源的输出级是一个电压源型逆变器，其典型的结构是 带l c 滤波器输出的高频p w m 逆变器，要求在任何种类的负载条件下( 如纯阻负 载，感性负载等) ，输出电流均为固定频率的纯正弦波。要使输出电压为正弦波， 可以采用的方法有正弦脉宽调制( s p p 0 “) 、最优p w m 调制等。本章介绍基于d s p 的逆变器s p w m 控制原理和方法。 第一节s p w m 调压原理与方法 电压源逆变器的调压方式有很多种，从主要可以分为三太类：直流端调压、 逆变器内部调压和输出端调压。其中直流端调压主要指相控式和斩控式两种调压 方式；逆变器内部调压又有各种组合调压方式，按输出电压极性有单极性p w m 和双极性p w m ，按调制信号形状有矩形波p w m 和正弦波p w m ( s p w m ) ，按 开关频率有同频式和倍频式【9 】。必须指出，各种调压方式各有优缺点，因而适用 于各种不同的场合。就本课题讨论的电压源电流型逆变器而言，因为要求输出正 弦波形，因此主要讨论s p w m 的调制方法。 用于逆变电路的p w m 与直流变换电路的p w m 技术相比，区别仅在于调制 信号( 控制信号) 。当控制信号从仅有幅值和极性变化变成幅值和频率均可变化 的周期信号时，主电路的输出电压就成为频率和幅值均可调的交流电压，从而实 现d c a c 变换。丽当p w m 调制信号为正弦波时，即可使输出电压波形为正弦 波，此即正弦脉宽调制( s p w m ) 。 需要说明的是，s p w m 根据控制信号极性的不同分为单极性和双极性两种。 单极性s p w m 是指在一个载波周期内，逆变桥的输出电压( 即两桥臂中点间电压) u 。b 只有0 和正电压或0 和负电压；双极性s p w m 则是指一个载波周期内，逆变桥 的输出电压u a b 既有正电压，又有负电压【3 】。下面分别对这两种s p w m 调压方式。 进行说明。 一、双极性s p w m 调压 如图3 - 1 是电压源全桥逆变电路的主电路，其中输入直流母线电压为u a ，输 入母线电流为i i ，输出滤波电感上的电流为i l ，滤波电容上的电压为u 。两组桥 臂的中点为a 和b ，两点的电压差为u 8 b ，称为逆变桥的输出电压。 图3 2 ( a ) 是双极性s p w m 调压方法的门极脉冲的分布图，其中载波信号 电压蜥为对称三角波，频率为五，幅值为阢。；调制波信号电压u s 为正弦波，频 浙江大学硕士学位论文 率为，幅值为以。有两个反映载波和调制波相互联系的物理量比较重要，分 别是幅度调制比m 和频率调制比足。 r 图3 - 1 全桥逆变器主电路 幅度调制比m 定义为正弦调制波的幅值与三角载波的幅值之比，即 m 气0 u 。；而频率调制比足定义为三角载波的频率与正弦调制波的频率之比， 即k = f , , f o 在上述双极性s p w m 中，地= u 弗i n f ，其中= 2 护2 7 以图3 - 2 ( b ) 为双 极性s p w m 调压的控制逻辑示意图，输出信号c 和c 分别作为t l t 4 和t 2 l 驱 动电路的控制信号，逆变桥中的t l t 2 t 3 t 4 将以载波频率五轮番导通，乩6 可表示 为： ，f u a瓦五导通 u “。1 一v 。疋e 导通 根据平均值模型，假定一个载波周期内的电压平均值等于基波电压的瞬时 值，可得： b = m u a s i n o j t ( 3 - 1 ) 因此在双极性s p w m 调压方法中，逆变桥的直流母线电压的利用率为： 4 = m u a ( 4 2 以) = 0 7 0 7 m ( 3 - 2 ) 根据理论和计算机数值分析可得： ( 1 ) 输出电压基波幅值a 1 随调制比m 的变化连续可调输出，在k 值较高 条件下，a i 和m 间有线性关系，且与k 值无关。 ( 2 ) 当k 值较低时，调压的线性度变差，a ，的实际值高于线性值，且m 值越高， 偏差量越大，这种现象可以通过输出电压频谱分析得到解释。 如图3 - 3 所示，频率最低的一个频带，其中心频率为。，中心频率与基频相 距为( k - 1 ) ，由于边频谐波幅值自中心频率向两侧衰减，因此，若世值较高， 相当干。远离，边频谐波幅值在接近以前就衰减为零，无混叠现象产生， 浙江大学硕士学位论文 j 一一 万、1 “5 蹶f 八於似， 7 (悄 、 、： vvvv 、 2 j ， 步1 i ? - f 丝 u c u s ( a ) c c ( b ) 图3 - 2 双极性s p w m 调压方法 基波幅值完全由m 控制并呈良好的线性关系。相反，在若足值较低时，c o 。接近 c o ，这时产生混叠现象，尤其m 较大时，边频谐波较高。这就破坏了基波幅值随 m 线性变化的规律，出现了m 值越高，向上偏离值a l 越大的现象。 图3 - 3 逆变桥输出电压的频谱图 1 9 浙扛大学硕士学位论文 上面的两个结论对下面要介绍的单极性s p w m 和倍频单极性s p w m 都是适 用的，只是具体的频谱图有稍微的差别。 二单极性s p w m 调压方法 图3 - 4 为单极性s p w m 调压方法的脉冲分布图。从图中可以看出，在单极 性s p w m 调压方法下，t i 和t 2 的门极控制信号与双极性s p w m 调压方法的t 和t 2 是相同的，控制信号发生的逻辑如图3 2 ( b ) 。 但是t 3 和t 4 门极控制信号与双极性的控制信号有很大的差别，如图3 - 3 ( a ) 所示，t 3 和t 4 的门极控制信号的频率为，与正弦调制波的频率相等，它们发生 的逻辑如图3 - 3 ( b ) 。 与双极性s p w m 调制方法相比，在单极性s p w m 调制方法下，由于t 3 和 t 4 两个开关管的工作频率为低频( 调制波频率) ，所以可以选择要求较低的低频 开关管，同时开关损耗也大约只有双极性调制方式的1 2 。 对于逆变桥输出电压的谐波含量，通过计算机数值分析得到的结论是单极性 调制小于双极性调制。不过值得注意的是，在单极性调制的工作方式下，当负载 比较轻的时候，可能出现电感电流断续现象，而在双极性调制方式下则不会出现 电流断续。但是相对于单极性s p w m 调制的众多优点来说，大多数应用场合都 建议使用。 ) 4 r 一7 t 、n #酬於州 ，j 炉 、7 vvvvv7 、v 一蟛7 书 一 nnn广 _ nnhhi iil ii ll 。 ： 1 ： + ：1 1 = 卜 ( a ) 2 0 浙江大学硕士学位论文 ( b ) 圈3 越单极性s p w m 调麓方弦 u 酗 三嵇藏萃掇援s p w m 诞压方法 图3 - 5 是倍频单极性s p w m 调压方法的示意图。所谓储频是指逆变桥的输出 电压k 的秘：动频率五与逆交爨孛开关元移豹牙美频率五润存在以下关系： 五= 联 ( 3 - 3 ) 在储颓单极性s p w m 调压方法中，瓴禽两个载波信号和。蚝，各个开关管 的门极控毒9 菇弩的产生逻辑如圈3 - 5 ( b ) 所示。焱前两种s p w m 的调压方法中， 元件的开关频率与桥臂中点间电压的脉动频率相等；但在倍频s p w m 电路中， 挢瞽串鑫蠲毫瓣靛辣动频率是开关菝率豹薤倍。 虽然，在这种调压方式下，t 3 和t 4 两个开关管的工作频率相比普通单极性 s p w m 潺压方法工作在褰菝下，增大7 黪美撰耗，毽是嵇频萃援憋s p w m 调歪 魁 l i 彩 烃 。曝漆淋n 心l 韵爷 r 影v 、 ! f 卜、 。脊熬谶 秽v 一 v ， | r hp r1 广 i ： ! ；l ；! ! l l ! ! ! l ! ： ， r ：i 一广1i ， lt ，li ，_ 1门：# ： i i ： ： ； ； i ji ；i ： p - “ - - - k 。 一叶 一：r |1n1 ：il 。：l l：f j 1r 亨 ! i ，- ：； ；： i l ，-hi 1n丌r l ；i；：! ! ：； ；：ii i门r l n n 门f曩 ； i 审 。t 0 ： 1 ：。1 ： 描 2 l 浙江大学硕士学位论文 j 途 u 9 2 u g u 9 3 u e 4 ( b ) 图3 - 5 倍频单极性s p w m 调压方法 方法的优点就在于同样的开关频率五下( 意味着开关损耗相等) ，乩6 的脉动频率 提高了一倍，也就使谐波含量减少了1 2 ，输出滤波电感的纹波电流频率提高了 一倍。因此，只需要相对较小的电感和电容滤波器件，就可以起到同样的滤波效 果，提高了系统的性能，也降低了体积和成本。 综上所述，双极性、单极性以及倍频单极性s p w m 调压方法在基本的工作 原理下，有着独特的优点。并且，从上述分析可以看出，这三种调压方法都可以 很方便的用数字方式实现。 基于倍频单极性s p w m 调压方法的明显的优点，本文设计的交流稳流源逆 变器采用了这种调压方式。 第二节逆变器数字s p w m 的实现 无论用模拟还是数字方法来产生p w m 控制信号，都是通过调制信号与三角 波( 或锯齿波) 比较来产生的。在模拟方式下，是用实际的三角波( 或锯齿波) 电压信号与调制信号电压信号进行比较来产生控制信号；而数字p w m 则是采用 定时器和数字比较器来实现，其中定时器用来产生锯齿波或对称三角波，而数字 比较器决定输出信号的高低电平。正因为如此，数字p w m 具有先天的抗干扰的 优势，但是又有着它独特的缺陷，在发挥数字p w m 调制技术的优点的同时，需 要在实际应用中注意一些问题。 一、数字p w m 产生机制 图3 - 6 为数字p w m 的发生原理图，其中( a ) 为非对称p w m 发生原理图， 即高频载波为锯齿波；( b ) 为对称p w m 发生原理图，即高频载波为对称三角波。 d s p 芯片t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a 内部集成了上述两种数字p w m 发生模块。 1 非对称p w m 的发生原理 定时器从0 开始递增计数到一个设定的周期值t 1 p r ( 定时器的周期寄存器) ， = 如 浙江大学硕士学位论文 然后重新从0 开始计数，如此反复。d s p 程序中可以设定一个比较值c m p r x ， 当定时器的计数值和比较值相等时，设定为高有效的p w m 口输出高电平，设定 为低有效的p w m 口输出地电平；当定时器计数到周期值时，高有效的一路输出 低电平，低有效的一路输出高电平，这样就产生了两路互补的p w m 信号。 定时嚣值 蹦倩擘史1 n 卅广 一爿兰一l 广_ l 厂1 ； 定吐墨固蠲 - ： 定时器值l 仑! 八彳 脯有兰! 厂l 厂 帐爿兰l 广l 厂_ 叫；一 ： ： ： 2 对称p w m 的发生原理 定时器从0 开始递增计数到周期值t 1 p r ，接着从t i p r 递减计数到0 ，然后 开始下一个周期。对于高有效的那一路p w m 输出口，当计数值上升到比较值 c m p r x 时，输出高电平；当计数值下降到比较值c m p r x 时，则输出低电平； 低有效的那一路与之互补。 为了避免逆变桥同一组桥臂的上下管共通两路互补的p w m 信号必须设置 死区。死区可以通过外部模拟电路实现，也可咀由d s p 内部的死区发生模块设 定。通过设定死区时间寄存器，t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a 可以实现从5 0 n s 到1 0 2 4 u s 的 死区时间，它实际上是让每一路p w m 的上升沿时刻延迟一个死区时间。必须指 出的是：t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a 的全比较动作控制寄存器a c t r 决定了其输出引脚 p w m x ( x = 1 ，2 ，3 ，4 ，5 ，6 ) 的性质，这六个引脚中的1 、3 、5 分别与2 、4 、 6 共享一个比较寄存器c m p r x ( x = 1 ，2 ，3 ) ，所以一共可以产生三对互补的 p w m 信号。死区有效的前提是其中的1 、3 、5 引脚被设置为高有效，对应的2 、 浙江大学硕士学位论文 4 、6 引脚被设置为低有效。否则死区的设置非但不能起到应有的保护作用，而 且会使一对本应互补的p w m 信号发生重叠。关于死区的问题会在后面再进行专 门讨论。 二、数字p w m 的分辨率 如前述，p w m 波形的发生需要定时器和比较器。比较器用于控制逻辑输出， 而定时器则用于控制逻辑0 时间和逻辑1 时间。模拟p w m 通常用线性上升 的电压来充当定时器，而数字p w m 则用计数器来当定时器。两种p w m 都有频率问 题，而分辨率则是数字p w m 特有的问题。下面就以非对称p w m 为例说明数字p 删 的频率及分辨率问题。 1 数字p 1 v m 的频率 数字p w m 的定时器采用数字计数器。假设数字计数器的位数为n ，计数器的 计数脉冲的频率为石，计数器在控制产生p w m 时的最大计数值为n ( 计数值周期 为n + 1 ) 。则计数器从0 递增到r l 所需的时间就是p w m 的周期t ，可以得出下式： t = ( n + 1 ) 石，l n 2 ”，n 、n 是自然数( 3 - 4 ) f = 1 t = 工( n + 1 ) ，1 n 2 ”，n 、n 是自然数 ( 3 - 5 ) 式3 5 中的厂就是数字式p 州的频率。当石一定时，则数字p w m 的最低频率 矗。为： 矗。= 2 “ 最高频率矗。为： 矗。= f o 2 因此在= 2 0 吁i z ，n = 1 6 的条件下，p w m 的频率可控制在3 0 5 2 h z 1 0 卅i z 之间。这种条件对于t m s 3 2 0 l f 2 4 0 xd s p 控制器来说是可以满足的，而高频开关 电源的开关频率通常在i o o k h z 5 0 0 k h z 之间。也就是说，