专业组_先进控制_西安交通大学_链式statcom系统设计

1、2011-2012 德州仪器 C2000 及 MCU 创新设计大赛项目报告题目： 链式 STATCOM 系统设计学校： 西安交通大学指导教师： 卓 放（教授）组别： 专业组应用类别： 先进控制类平台： TMS320F28335参赛队成员：岳小龙，硕士研究生，西安交通大学，马路遥，硕士研究生，西安交通大学，ma_张东，本科生，西安交通大学，527876361视频文件观看地址/programs/view/NQJa-aaL3d8/邮寄地址和收件人联系方式联系人：岳小龙手机号：15

2、991273949E-mail：；邮寄地址：陕西省西安市碑林区咸宁西路28号西安交通大学1544信箱链式 STATCOM 系统设计岳小龙 马路遥 张东（西安交通大学电气工程学院 西安 710049）摘要：本项目为基于串联多电平技术的无功补偿器设计，系统主要分为主电路和控制电路两部分。主电路为三相电压型逆变器，采用链式结构，每相由 2 个 H 桥级联构成；控制电路以 TMS320F28335 为核心处理器，采用软件算法实现直流侧电压均衡控制，根据反馈解耦控制算法和单级倍频载波相移正弦脉宽调制技术，最终完成系

3、统无功补偿控制。系统测试结果表明设计的可行性和可靠性。关键词：无功补偿；DSP；串联多电平；CPS-SPWMDesign of Cascade Static Synchronous CompensatorYUE Xiaolong MA Luyao ZHANG Dong（College of Electrical Engineering , Xian JiaoTong University, Xian 710049, China） Abstract：In this paper, the var compensator design based on the technology of casca

4、ded multilevel is discussed. The system is divided into two parts: the main circuit and the control circuit. The main circuit is a three-phase voltage-type inverter based on the chain structure with two H-bridges in each phrase. In the control circuit, TMS320F28335 is the core processor and realizat

5、ion of the balance control of the DC voltage is based on software arithmetic .The control of the var compensator is realized with the decoupling control algorithm and the unipolar dual-frequency carrier phase shifted-sinusoidal pulse width modulation(CPS-SPWM) technique. The results of experiment sh

6、ow that the design is feasible and reliable.Key words: Reactive power compensation; DSP; cascaded multilevel; CPS-SPWM目录 1. 引言4 2. 系统方案4 2.1 2.2 2.3 2.4 2.5 2.6 系统总体介绍4 反馈解耦控制算法5 无功电流检测算法6 直流侧电压控制方法7 单极倍频 CPS-SPWM8 系统控制算法框图9 3. 系统硬件设计10 3.1 系统硬件结构框图10 3.2 主电路硬件设计10 3.2.1 主电路结构10 3.2.2 主要参数计算10 3.3 控

7、制电路硬件设计12 3.3.1 控制电路总体结构12 3.3.2 信号调理电路12 3.3.3 过零点检测电路13 3.3.4 保护电路13 4. 系统软件设计14 4.1 指令电流计算的软件实现14 4.1.1 主程序流程图15 4.1.2 捕获中断子程序流程图16 4.1.3 EPWM1 定时器中断程序流程图17 4.1.4 状态解耦控制及直流侧电压控制程序流程图18 4.2 PWM 信号的生成19 5. 系统创新20 6. 评测与结论20 6.1 测试方法与仪器20 6.2 测试项目及结果21 6.2.1 直流侧电压启动过程及控制效果21 6.2.2 单级倍频 CPS-SPWM 技术22

8、 6.2.3 无功补偿效果测试23 6.2.4 过流保护测试23 6.3 结论23 附录24 1.引言随着电力电子技术的快速发展，电力电子装置的广泛运用，电能质量问题日益严重。无功电流的存在，降低了供用电系统及负载的功率因数，增加了设备容量，增大了功率损耗。因此，无功补偿在电力系统中就显得越来越重要。静止同步补偿器(Static Synchronous Compensator-STATCOM)，与传统的无功补偿设备相比，STATCOM 的调节速度更快，运行范围更宽，而且在采取多重化、多电平或 PWM 技术等措施后可减少补偿电流中谐波的含量。还有，STATCOM 使用的电抗器和电容元件远比传统设

9、备中使用的元件要小，这将大大缩小装置的体积和成本。本文采用串联多电平技术，以 TI 公司 TMS320F28335 为核心处理器，根据反馈解耦控制算法和单级倍频载波相移正弦脉宽调制方法，采用软件算法实现补偿器直流侧电压均衡控制，设计了链式结构的三相电压源逆变器，每相 2 模块 5电平，构成了链式 STATCOM 系统，实现对电网的无功补偿。2.系统方案本设计的主要目的是实现电网的无功补偿，采用串联多电平技术，系统分为主电路和控制电路两部分。主电路完成对电网无功功率的补偿，控制电路实现无功补偿的复杂控制算法。2.1 系统总体介绍系统总体电路结构图如图 2-1 所示，无功补偿装置通过连接电感连接到

10、电网公共连接点（PCC）。无功补偿装置分为主电路和控制电路两大部分，其中主电路包括电压源逆变器，直流储能电容和连接变压器或电抗器组成。控制电路以DSP 为核心处理器，包括信号调理电路，过零点检测电路，保护电路等。usais主电路PCCicRLc ciL电网负载控制电路STATCOM系统总体电路结构图图 2-1以DSP为核心的控制平台当仅考虑基波频率的时，STATCOM 可以等效为幅值和相位均可以控制的一个与电网同频率的交流电压源，其单相等效电路如图 2-2 所示。LR I +UsUc图 2-2STATCOM 的单相等效电路图2-2等效电路中，理想情况下可将连接电抗器视为纯电感（即R0），逆变器

11、不必从电网吸收有功能量，此时Uc 与Us 同相，仅改变Uc的幅值大小即可从电网吸收的电流 I控制STATCOM是超前还是滞后90度，并且能控制该电流的大小，电压的工作向量图如图2-3所示。非理想情况与此类似，调节STATCOM输出端电压的大小，即可调节输出无功电流的大小和方向，实现无功补偿。 Uc jwL II jwL I UsI Uc(a)容性工况，电流超前（b）感性工况，电流滞后图 2-3 理想情况下电压工作相量图2.2 反馈解耦控制算法在 dq 坐标下，STATCOM 的等值电路用以i 和i 为变量的方程表示如下：dq Ldid= - R i + w L i + v- vdqsdcddt

12、 di Lq= - R i + w L i + v- vqdsqcqdt （2-1）将上面的表达式写成矩阵形式，变形处理，可得：- vcd+ w Li q1 vsd id - R id L0ddt = +vd i- R L i- v- w Li0L q sqcqq （2-2）由此状态方程可得v 和v的控制策略如下cdcq v= - k (i* - i) - k(i * - i )dt + v+ w Lidi ddcddp ddsdq v= - k (i* - i ) - k(i * - i )dt + v- w Liqp qqqi qqcqsqd（2-3）其中， k、k、k 、k 都是 PI

13、调节器的参数。根据此表达式，可以画出dpdqdiqi 解耦后的控制框图，如图 2-4 所示。Usicauid+ sa - wLdq iusbcbiq+变换uwLscicc-+i*ucd- dPI+i*-+q+ PIucq图 2-4 STATCOM 交流侧反馈解耦控制框图i*其中，无功电流控制目标信号 q 通过负载的无功检测而来（算法详见 2.3 节图 2-5）；有功电流控制的目标信号i 由直流侧电压调节器产生（详见 2.4 节图*d2-7）。算法的具体执行过程如下：首先检测串联多电平逆变器输出三相电流大小，dq 变换之后即可得到id 和iq ；同理，检测三相电网电压并进行 dq 变换，即可得到

14、u sd 和u sq ；然后按照式 2-3 计算就可以得到控制信号u cd 和ucq ，再通过 dq反变换，即可得到无功补偿指令电流，即 PWM 调制所需的调制波信号。2.3 无功电流检测算法无功检测算法的结构框图如图 2-5 所示。由于本产品采用三角形连接，故采集电路采集到的三相负载电流i 、i 和i 需要折算成线电流i、i、i才能计lalblclablb clca算指令电流。折算后电流做 dq 变换，对 q 轴低通滤波，即可得到i*q ilailbi*iqlc图 2-5 无功检测算法结构框图其中，电流折算的变换公式为：1- 1 ilab 0 ila 1 i- 1 i=011lbc 3 lb

15、 i - 10 i lca lc （2-4）abc 三相坐标到 dq 坐标的变换矩阵如下：2p2psin w tsin(w t -) 3sin(w t +) 23（2-5）=Tabc - dq3 cos w t2p2p3) cos(w t -) 3cos(w t +LPFdq变换idiq电流折算ilabilbcilcausq usddq变换上面的算法只包含基波正序分量，当三相负载不对称时，三相负载电流不平衡，采用对称分量法对三相不平衡电流进行分解，可得：2 mp2 mpi (t ) = I1 n sin( nw t + f1 n -) + I 2 n sin( nw t + f 2 n +)

16、+ I 0 n sin( nw t + f 0 n ) 33n =1 （2-6）式中: 下标 0,1, 2 分别表示零序、正序、负序分量; n 为谐波次数; 为初相角; m 分别等于 0( A 相) , 1( B 相) , 2( C 相) 。为维持三相平衡，必须补偿负载电流中的零序分量与负序分量。对三相三线而言，零序电流为零。图 2-3 所示的反馈解耦控制框图中的无功检测得到的控制目标信号 q 应同时包含正序分量和负序分量，所以，在使用图 2-5 所示算法检测无功电流指令之前，需对检测算法的输入电流做相应的变换，变换算法流程图如图 2-6 所示。*i正序分量+ilabidia1i*i0laa+

17、电流折算idq变换dq反变换iilb+ i*b1lbcbi+ilcaic1q+ic*ilc+idia 2LPFib 2dq变换dq反变换iiqc 2LPF负序分量图 2-6 负载侧电流变换算法流程图折算后的负载电流i 、i 和i ，经过 dq 变换，取其 q 轴分量做低通滤波，根lalblc据瞬时无功功率理论，滤波后得到正序基波无功分量，再经逆 dq 变换，得到三相正序基波无功分量i 、i 和i ；另一方面，i 、i 、i 交换 B、C 两相，再经a 1b 1c 1lalblc过 dq 变换，分别对 d 轴分量、q 轴分量做低通滤波。由于i 、i 和i 中的负序分lalblc量按 A、C、B

18、的相序排列可视为正序，根据瞬时无功理论，滤波后的结果为i 、lailb 和ilc 中负序基波的 d 轴分量与 q 轴分量，再经 dq 逆变换便得到三相负序基波分量i、i和i。需要注意的是，这里输出三相电流的相序是按 A、C、B 排a 2b 2c 2列的。最后，将三相基波正序无功分量与三相基波负序分量对应相加，便得到了包含正序和负序分量的三相电流信号i 、i 和i ，作为图 2-5 所示算法中的输入*abc信号。2.4 直流侧电压控制方法为了保证串联多电平电能质量控制器有良好的补偿电流跟随性能，必须将逆变器直流侧电容电压控制为一个适当的值。本设计中，直流侧电压的控制分为两层，第一层控制总的有功电

19、流，第二层控制直流侧各电容电压均衡。总的有功电流控制方法如图 2-7 所示。其中， u ref 表示单个 H 桥电路模块直流侧电压给定值； u、u、u分别表示检测得到的 ABC 三相中每相第dc _ aidc _ b idc _ cii 个 H 桥模块直流侧电压值；N 表示每相中有 N 个 H 桥模块。LPF图 2-7 总的有功电流控制直流侧电容电压均衡控制如图 2-8 所示。工作原理为：将 A 相第一个 H 桥单相单元模块直流侧电压u与直流侧电压的平均值u做差，之后与有功电流的dc _ a 1ave符合函数相乘，经过比例积分调节器（PI）调整，其输出作为 A 相第一个 H 桥单相电路模块电压

20、偏差指令D u。依次类推分别求出 A 相其余 H 桥单元模块dc _ a 1电压偏差指令D u， Du，将 A 相 PWM 信号调制波v 与 A 相第一个 Hdc _ a 2dc _ aNa桥单元模块电压偏差指令D u相乘，作为该模块PWM 调制波的微调指令D u ，dc _ a 1a 1以此类推得到 A 相其余 H 桥单相电路模块 PWM 调制波的微调指令D u ，a 2D u ，B 相、C 相与此相同。aN 图 2-8 直流侧电容电压均衡控制2.5 单极倍频 CPS-SPWM设计中采用单极倍频载波相移正弦脉宽调制，即单级倍频 CPS-SPWM。2H 桥级联式 5 电平逆变器的电路拓扑如图

21、2-9 所示，调制波反相法如图 2-10（a） 所示，载波反相法如图 2-10（b）所示。对于调制波反相法而言， u 为第一个c 12H 桥的载波信号， u为第二个 2H 桥的载波信号；对于载波反相法，两个 2Hc 2桥共用调制波u ，u 和u 为第一个 2H 桥模块的载波，u和u为第二个 2H 桥sc 1c 3c 2c 4模块的载波。在三角波与正弦波进行比较的过程中，需要注意比较结果与开关管之间的对应关系，图 2-7 中，T1 为 V1 的控制脉冲序列，T2 为 V2 的脉冲序列，T3 为 V5 的脉冲序列，T4 为 V6 的脉冲序列。V 1V 2u d c CV 3V 4u a b V5V

22、 6u d c CV 7V8图 2-92H 桥级联式逆变器电路拓扑结构uuuc1 uc 2 uc3 uc 4uc1 uc 2us1us 2oowtwtR1T1wtwtwtT1R1wtT 2R2wtwtwtwtT 2R2R3T 3wtwtwtT 3R3wtwtT 4R4wtT 4R4wt（a）调制波反相法（b）载波反相法图 2-10 单极倍频 CPS-SPWM 调制示意图系统控制算法框图系统的控制算法结构框图如图 2-11 所示。整个控制系统由四个部分组成，分别为指令电流检测与运算，指令电流跟踪控制，直流侧电压控制和 PWM 信号生成。其中，指令电流检测与运算按图 2-4、图 2-5 和图 2-

23、6 所示算法执行，总的有功控制按图 2-7 所示算法执行，电压均衡控制按图 2-8 所示算法执行，PWM信号按图 2-10 所示方法调制。最终，控制系统给出主电路开关管驱动信号，实现对电网的无功补偿。2.6图 2-11 系统控制算法结构框图3.系统硬件设计3.1 系统硬件结构框图系统由主电路和控制电路两部分组成，硬件结构框图如图 3-1 所示。主电路拓扑为串联 5 电平逆变器；控制电路主要包括 DSP 控制器和基于 FPGA 的 24 路PWM 波形发生器等。isailaisb iscilb非线性负载o ilc 主电路uiiiiiisalalblccacbccLsaLsbicbicaLscic

24、c负 载 电流检测补 偿 电流采样P L Luuudc _ a1dc _ b1dc _ c16路直流侧电压Cdcdq变换直流电压控制HVHVHVudc _ b 2udc _ c 2udc _ a 2DSPCdcHVHVHV驱动图 3-1 系统硬件结构框图3.2 主电路硬件设计3.2.1 主电路结构主电路与电网连接示意图如图 3-1 所示。链式 STATCOM 的主电路拓扑结构有 Y 型和型两种，图 3-1 中主电路为型连接。理论上链式结构可以串联无数个模块，这就可以做到容量很大，而且模块越多，电平数目也越多，装置输出的谐波含量就会变小。对于无功补偿装置，一般采用 Y 型连接，因为 Y 型连接装

25、置承受的是电网的相电压，型连接装置承受的是电网的线电压。但连接在补偿负序电流时有其优势。考虑到本文所设计装置的控制算法中包含负序电流，所以主电路选择型连接。其中每一相由 2 个具有独立直流电容的 2H 桥功率单元组成，共需要 6 个模块。3.2.2 主要参数计算1)IGBT 参数设计采用无零序电流设计，根据图3-2列写KCL方程，再加上以下约束条件：= 0 可得：iab + ibc + ica24路PWM信号FPGA控制算法- 110 iab ia 101 i - 1 i=0bc 3 b i - 11 i ca c = 20 A , ibc = 20 A , ica = 20 A ，得：iab

26、ia = 20 3 = 34.64 A ， ia /2 = 24.5A设计电感：Ls=30mH（后面有详细的计算）图3-2等效电路图U *= U S + w LS I ab = 380 2 + 2p 50 0.03 20 = 537.32 + 188.5 = 725.8V需要的母线电压为U * /0 .8 = 907 .3V 。每相 2 个 H 桥模块串联，要求每个模块直流侧电压为 500V。选用 40A/800V/2U 的 IGBT，工作在 20A（峰值）/500V。2)双向晶闸管参数的设计双向晶闸管的每个晶闸管只工作半个周波，其有效值是：12pp2( 20sin ( wt ) d ( wt

27、 ) = 10 A0通态平均电流为10 /1 .7 = 5 .9 A 。选用20A/1000V的双向晶闸管，工作在5.9A/500V。3)电容参数的设计根据设计公式得： 500 20 / 2121 UI 12 1C dc =+ LI=+ 0 .03 20= 570 m F2m 2 2 0 .05 500 2 22 ne Uw2100pdc 其中，U 为电网电压有效值；w 为电网角频率；I 为并网逆变器输出电流有效值。考虑足够的余量，取电容值2000 m F 。4)连接电抗器参数的设计根据设计公式，在满足稳态指标，电流过零时快速跟踪电流要求以及满足电流峰值时抑制谐波要求可得电感取值范围：NU d

28、c - EmU dc Ts L D iw Im axm上式中， U 为逆变器输出电压， E m 为电网线电压峰值， I m 为交流侧基波电流峰值；T 为等效开关周期，N为逆变桥个数，D i为谐波电流脉动幅值最大允sm ax许值（取最大输出电流峰值的20%），代入数据得：1400 1000 42 400 - 380 2= 25 m H L = 169 .13m H100p 200 .2 20最终取电感值 30mH。3.3 控制电路硬件设计3.3.1控制电路总体结构控制电路是整个系统的重要组成部分，决定着装置的正常运行和功能实现。考虑到整个系统对实时性的要求比较高，结合数字控制的一些特点，最终采用

29、DSP+FPGA 的全数字控制方案，整个控制系统结构如图 3-3 所示。其中，DSP 选择的是 TI 公司的 TMS320F28335，主要实现了基波电网电压锁相、指令电流运算、直流侧电压控制、系统过压、过流保护等功能；FPGA 选择的是 Altera 公司 Cyclone 系列的 EP2C8Q208C8N，主要实现 PWM 信号的产生；为了确保采样的精度，没有采用 DSP 内部 AD，而是选择了 AD 公司的芯片 AD7656，这是一个 16 位 AD 芯片，有 6 个采样通道，并行转换，输入信号范围为 10V 。由于需要采样的信号包括三相电网电压u 、u 、u 和三相电网电流i 、i 、i

30、 ，sasbscsasbsc STATCOM 输出电流i 、i 、i 以及负载电流i 、i 、i ，各 2H 桥直流侧电cacbcclalblc = 1, 2 , 6 ) 共 18 路信号，故共需 3 片 AD7656。容电压udck ( k外围电路AD板FPGA+DSP控制板图 3-3 控制电路硬件结构框图3.3.2信号调理电路在对被采样信号做调理之前，需要完成电网电压、负载电流、装置输出电流等信号的检测。当需采集的信号为电压信号时，采用电压传感器 LV-28P 对信号进行转换；当需要采集的信号为电流信号时，采用电流传感器 LT108-S7 对信号进行转换。本装置的信号调理电路分为两级，第一

31、级为抗混叠低通滤波器，主要作用是去除信号中的高频分量，第二级为信号放大电路，将滤波后的信号幅值调整到 0-9V，输入 AD 转换器以完成信号采样。信号调理电路如图 3-4 所示。由于被采样信号频率为 50Hz，所以设计截止频率为 100Hz 的同相输入一阶低通滤波器，电路中各参数为 R1=10K，R2=10K，R3=510，C1=0.1uF，第二级信号放大电路各参数为 R5=6.2K，R6=6.6K，R8=20K。过零点检测调理电路AD7656保护电路负载电路检测输出电路检测直流母线电压检测电网电压检测输出PWMPWM脉冲FPGADSPC1R8R1R2R5R6TL084DR3R9TL084DR

32、7图 3-4 信号调理电路3.3.3过零点检测电路算法中需要用到大量的 dq 变换和 dq 反变换，这些地方都需要相位同步，因此，准确的锁相对于实现控制算法具有很重大的作用。从硬件上来说，要求电路能够准确检测出正弦电网电压信号的过零点，为后面采用软件方法实现锁相提供条件，过零点检测电路如图 3-5 所示。R10+5V+15VR14R9TL084DR12R11LM311R13R15-15V图 3-5 过零点检测电路在该电路中，输入信号为调理电路的输出，其信号幅值大约为 9V 左右，因调理电路为反相输出，所以再加入一个反相跟随电路，恢复输入信号相位的同时也实现信号隔离。将此输出信号接入由 LM31

33、1 构成的比较器，即可检测出电网电压的过零点。考虑电网电压存在扰动，所以将比较器设计为迟滞比较电路，滞后量由 R13 和 R15 的大小决定，取滞后量为 1mV，根据图 3-5，可知滞后量的表达式为：R13V = (V- V) = 1mVOHOL+R13R15为此，选取 R15 为1M W ，R13 为10 K W 。当电路中输入的正弦波信号高于零电压时，由 LM311 的特性我们可知，输出为 5V 高电平，当电路中输入的正弦波信号低于零电压时，输出则为低电平，通过该电路，将输入的正弦信号变为幅值为 5V 的方波信号，正弦波的过零点对应方波信号的上升沿。DSP 捕捉过零点检测电路输出信号的上升

34、沿，即可得到原正弦信号的过零点。3.3.4保护电路对于过压过流等故障情况，设计了相应的保护电路，过压过流保护电路如图3-6 所示。 霍尔传感器+15V+5vR22R20+R16R19R23-LM311LM324R2 1LM324R17R18图 3-6 保护电路保护电路的输入端接信号调理电路的输出，电路分为三级。第一级为 LM324 与二极管组成的取绝对值电路，将正负电压转化为正电压以便进行比较。但是， 取信号绝对值电路输出并不具备带负载能力，因此需要在取决定值电路的输出端加跟随器，提高带负载能力。第二级跟随器电路由 LM324 构成，其输出接入由LM311 组成的第三级比较电路。正常情况下，调

35、理电路的输出信号幅值为 0-8V， 所以非故障情况下，输入 LM311 的信号幅值最大为 8V。因此，设置保护电路的电压阈值为 9V。该值由图 3-6 中 R21 和 R20 的大小决定，具体数值为：R 21U= 15 = 9VsetR+ R2120选取 R20 为2 K W ，R21 为3 K W ，此时对应的电压阈值为 9V,对应到实际系统中，过压过流额度为 12.5%。根据 LM311 输出特性可知，当输入信号电压幅值小于 9V 时，保护电路输出为低电平，当信号幅值高于 9V 时，输出为高电平。DSP 检测此电路输出信号的电平，即可确定是否进入保护状态。4.系统软件设计软件设计包括三个环

36、节，首先就是对采样信号按照反馈解耦的控制算法进行处理，得到无功补偿的指令电压信号；然后根据指令电压信号，按照单极倍频CPS-SPWM 的调制方法生成驱动开关管的 PWM 信号；最后完成功率单元和控制单元之间通信，使两部分之间可以进行信息的交换。其中，每个单相的程序结构主要由缓存单元、分频单元、控制单元、增减计数器单元和收发模块组成，共同协调完成向 DSP 发送直流电压和工作状态、产生多种频率的信号、产生数字式的移相载波以及对这些信息的整合等一系列复杂任务。4.1 指令电流计算的软件实现无功补偿的指令电压信号是通过反馈解耦控制算法计算得出的，程序主要分为主程序和定时器中断程序两部分。4.1.1主

37、程序流程图主程序流程图如图 4-1 所示。开始直流侧电压达到要求？YN Y 读取上位机电压控制状态位置1图 4-1主程序流程图对于主程序，首先 DSP 接收各个 H 桥模块的指令电压信号、开关周期信号等，同时发送各个 H 桥模块的直流侧电压和工作状态。通过分频产生多种频率的占空比为二分之一的方波信号，以代表着不同的信息含义。DSP 接收到控制信息和 H 桥模块传送来的状态信息，对这些信息整合之后得出其他功能块的控制信息指挥他们协调工作，将电路状态报告给上位机。计数器产生数字式的移相载接收到数据？N 数据保持上次数据控制模式选择恒无功状动态补偿无态位置11功状态位置1达到计数周期NY查询工作状态

38、并向上位机发送报告读取定时器值查询串行接口状态主接触器合闸读取直流侧电压软启动初始化变量、定时器、SCI和A/D 采样板波，DSP 将 H 桥模块指令电压信号与数字式的相移载波进行比较，得出 H 桥模块开关管的开关信号，并将这些信号转换为不同频率的方波，根据指令选择相应频率的方波发送给 H 桥单元，同时将 H 桥模块发送来的状态信息和直流母线电压信息进行解码，得出直流母线电压值和状态信息，并读取直流母线电压值和状态信息从而做出决策。4.1.2捕获中断子程序流程图捕获中断子程序如图 4-2 所示，硬件电路实现了电网电压过零点的检测，此中断就是由过零点检测电路输出方波的上升沿触发，以判断是否进入

39、EPWM1 中断和 FPGA 使能。进入捕获中断Capsum=0.8*20ms?FPGA使能？cap_cnt=15解锁PWM脉冲闭锁PWM脉冲图 4-2 捕获定时器中断程序流程图跳出中断主交闭合捕获计数复位计数器启动标志， EPwm1的定时器中断使能使能FPGA计数使能复位正弦表计数器清零累加Cap计数差4.1.3EPWM1 定时器中断程序流程图EPWM1 定时器中断程序流程图如图 4-3 所示。进入中段后，首先初始化各检测量和 DAC 通道，复位正弦表后读取采样值并判断工作状态。确定无故障并且开关器件已准备好后根据反馈解耦控制算法计算出指令电压信号，通过一定的调整，即可得到 PWM 的调制波

40、信号。开始指针越界？ YN故障？ YN主接触器闭合？ N主接触器跳闸Y开关器件 闭锁？YN中断返回图 4-3 EPWM1 定时器中断程序流程图发送指令进行调制进行状态解耦控制和直流侧电压控制读取工作模式标志位，判断工作模式，清零相应标志位主接触器合闸读取电气量的采样值并判断系统工作状态分配ADC采样通道DA测试复位正弦表初始化电压电流检测、DAC通道4.1.4状态解耦控制及直流侧电压控制程序流程图状态解耦控制算法及直流侧电压控制算法的软件实现流程图如图4-4所示， 根据2.2和2.6的分析，首先，进行所需要的各电气量的采样，当捕获计数值达到一定要求后，计算dq变换所需要的数学量值及直流电压控制

41、所需要的电流、电压量值，后对三相补偿电流和电网电压进行dq变换，同时进行指令电流运算和PI 调节，输出量经dq反变换即可得到指令电压信号。开始状态解耦控制捕获计数=15？ N Y N 指针越界？ Ycos(wt) = phase _ a + 50cos(wt) = phase _ a -150Y计数溢出？N图 4-4 状态解耦控制程序流程图电流环加微调量dq反变换得Ua、Ub、Uc， 电压加微调量PI调节对三相补偿电流进行dq变换得ic_p、ic_q，对电网电压进行DQ变换得UCMD_d、UCMD_q,同时进行指令电流运算主交吸合计算维持直流侧电容电压均衡所需要的三相电流成分幅值idc1、id

42、c2、idc3及三相电流瞬时值IDC_as、IDC_bs、IDC_cssin(wt) = phase _ a采样三相补偿电流、直流侧电容两端电压、电网电压及直流电压平均值4.2 PWM 信号的生成这部分由 FPGA 实现，DSP 进行控制。当 DSP 通过地址译码选中 FPGA 后， 将三角波技术周期，计算所得指令电压等数据送入 FPGA，按照单极倍频CPS-SPWM 的调制方法进行处理运算最终产生 PWM 信号，程序结构框图如图4-5 所示。采样信号调制信号片选信号控制信号锁存时钟PWM数据输入Period三角载波三角波发生器CLKReset图 4-5 用 FPGA 生成 PWM 信号程序结

43、构框图其中，各模块具体说明如下：1) 译码模块实现和 DSP 之间的连接和通信，由 DSP 通过地址信号译码选择 FPGA 并将数据传送给 FPGA，数据包含三角载波计数周期和指令电压数值。2) 锁存模块将 DSP 传送过来的指令电压信号进行锁存，锁存时钟信号由三角波计数器的计数方向决定（加 1 计数时为 0，减 1 计数时为 1），保证比较器在产生 PWM 波时，三角载波的一个周期内调制波信号数值不发生变化。3) 三角波发生器模块产生多路具有一定相位差的等幅值等频率三角波信号，作为 PWM 驱动波的载波信号。三角波的产生我们采用计数器实现，以其中一个为例，就是计数从 0开始，按照 CLK 进

44、行加 1 计数至计数最大值（Period），然后改计数方向为减 1计数，减至 0 后重新开始加 1 计数，如此循环即可得到周期性三角载波信号，由于各计数器最大计数值 Period 相同，所以得到的三角波是等幅值等频率的。至于各三角波之间的相位差，我们可以通过赋不同的计数初值和初始计数方向（加1 或者减 1 计数）来实现。对于两模块串联，参考图 2-10（b）可知，90 度的相位差可以通过如下操作实现：第一个三角波计数初值为 Period 的一半，进行加 1 计数；第二个三角波计数初值为 0，进行加 1 计数；第三个三角波计数初值为Period 的一半，进行减 1 计数；第四个三角波计数初值为

45、Period，进行减 1 计数。4) 比较器模块对调制信号和三角波进行比较，产生各开关管所需的 PWM 波。译码模块比较器锁存模块5.系统创新链式 STATCOM 设计的关键之处是无功补偿指令电流的计算和驱动开关管PWM 信号的调制。指令电流计算采用了反馈解耦控制算法，PWM 信号生成采用单极倍频 CPS-SPWM 技术，利用 DSP 的强大数据处理功能，完成了对电网的无功补偿。系统设计的关键点与创新点如下：1) 串联多电平技术一般来说，大容量的器件只能工作在较低的开关频率下，而较高开关频率的器件只能应用于小容量的电力电子装置中，输出功率的能力和开关频率之间是相互矛盾的。然而，采用串联多电平技术，将各模块串联使用，能够使电能质量控制器在很高的等效开关频率下，承受更高的电压等级，输出更大的功率，为电能质量问题提供了一种很好的解决方案。2) 反馈解耦控制算法当电网电压基本维持恒定时，控制无功电流即可以实现对无功功率的调节。系统控制要求补偿器输出的电流能够实时跟踪其指令电流的变化，反馈解耦的控制算法，是一种