开关稳压电源E题设计分析专项方案国赛一等奖

开关稳压电源<E题）摘要本系统以Boost升压斩波电路为关键，以MSP430单片机为主控制器和PWM信号发生器，依据反馈信号对PWM信号做出调整，进行可靠闭环控制，从而实现稳压输出。系统输出直流电压30V～36V可调，能够经过键盘设定和步进调整，最大输出电流达成2A，电压调整率和负载调整率低，DC-DC变换器效率达成93.97%。能对输入电压、输出电压和输出电流进行测量和显示。系统特色：1）输出电压反馈采取“同时采样”方法，能有效避免电压尖峰对信号检测影响。2）采取多个有效方法降低系统电磁干扰<EMI），增强电磁兼容性<EMC）。3）含有完善、可靠保护功效，如：过流保护、反接保护、欠压保护、过温保护、防开机“浪涌”电流保护等，确保了系统可靠性。方案论证DC-DC主回路拓扑方案一间接直流变流电路：结构图1-1所表示，能够实现输出端和输入端隔离，适合于输入电压和输出电压之比远小于或远大于1情形，但因为采取数次变换，电路中损耗较大，效率较低，而且结构较为复杂。图1-1间接直流变流电路方案二Boost升压斩波电路：拓扑结构图1-2所表示。开关开通和关断受外部PWM信号控制，电感L将交替地存放和释放能量，电感L储能后使电压泵升，而电容C可将输出电压保持住，输出电压和输入电压关系为UO=(ton+toff>，经过改变PWM控制信号占空比能够对应实现输出电压改变。该电路采取直接直流变流方法实现升压，电路结构较为简单，损耗较小，效率较高。图1-1间接直流变流电路图1-2图1-2Boost升压斩波电路拓扑结构综合比较，我们选择方案二。控制方法及实现方案方案一利用PWM专用芯片产生PWM控制信号。此法较易实现，工作较稳定，但不易实现输出电压键盘设定和步进调整。方案二利用单片机产生PWM控制信号。让单片机依据反馈信号对PWM信号做出对应调整以实现稳压输出。这种方案实现起来较为灵活，能够经过调试针对本身系统做出配套优化。不过系统调试比较复杂。在这里我们选择方案二。系统总体框图图1-3系统总体框图提升效率方法及实现方案图1-3系统总体框图Boost升压斩波电路中开关管选择：电力晶体管<GTR）耐压高、工作频率较低、开关损耗大；电力场效应管<PowerMOSFET）开关损耗小、工作频率较高。从工作频率和降低损耗角度考虑，选择电力场效应管作为开关管。选择适宜开关工作频率：为降低开关损耗，应尽可能降低工作频率；为避免产生噪声，工作频率不应在音频内。综合考虑后，我们把开关频率设定为20kHz。Boost升压电路中二极管选择：开关电源对于二极管开关速度要求较高，可从快速恢复二极管和肖特基二极管中加以选择。和快速恢复二极管相比，肖特基二极管含有正向压降很小、恢复时间更短优点，但反向耐压较低，多用于低压场所。考虑到降低损耗和低压应用实际，选择肖特基二极管。控制电路及保护电路方法：控制电路采取超低功耗单片机MSP430，其工作电流仅280μA；显示采取低功耗LCD；控制及保护电路电源采取了降低功耗方法，具体实现见附录图2，单片机由低功耗稳压芯片HT7133单独供电。电路设计和参数计算Boost升压电路器件选择及参数计算Boost升压电路包含驱动电路和Boost升压基础电路，图2-1所表示。图2-图2-SEQ图表\*ARABIC1Boost升压电路(a>PWM驱动电路<b）Boost升压基础电路开关场效应管选择选择导通电阻小IRF540作为开关管，其导通电阻仅为77mΩ<VGS=10V,ID=17A）。IRF540击穿电压VDSS为55V，漏极电流最大值为28A<VGS=10V，25°C），许可最大管耗PCM可达50W，完全满足电路要求。PWM驱动电路器件选择单片机I/O口输出电压较低、驱动能力不强，我们使用专用驱动芯片IR2302。其导通上升时间和关断下降时间分别为130ns和50ns，能够实现电力场效应管高速开通和关断。IR2302还含有欠压保护功效。肖特基二极管选择选择ESAD85M-009型肖特基二极管，其导通压降小，经过1A电流时仅为0.35V，而且恢复时间短。实际使用时为降低导通压降将两个肖特基二极管并联。电感参数计算电感值计算：其中，m是脉动电流和平均电流之比取为0.25，开关频率f=20kHz,输出电压为36V时，LB=527.48μH，取530μH。电感线径计算：最大电流IL为2.5A，电流密度J取4A/mm2，线径为d,则由得d=0.892mm,工作频率为20kHz,需考虑趋肤效应，制作中采取多线并绕方法，既不过流使用，又避免了趋肤效应造成漆包线有效面积减小。电容参数计算其中，ΔUO为负载电压改变量，取20mV,f=20kHz,UO=36V时,CB=1465μF,取为μF，实际电路中用多只电容并联实现，减小电容串联等效电阻<ESR），起到减小输出电压纹波作用，愈加好地实现稳压。输出滤波电路设计和参数计算<见附录）控制电路设计和参数计算单片机依据电压设定值和电压反馈信号调整PWM控制信号占空比，实现稳压输出，同时，单片机和采样电路相结合，将为系统提供过流保护、过热保护、过压保护等方法，并实现输出电压、输出电流和输入电压测量和显示。PWM信号占空比当U2=15V，UO=36V时，UIN=1.2*U2-2V=16V，最大值DMAX=0.556；当U2=21V，UO=30V时，UIN=1.4*U2-2V=27.4V，最小值DMIN=0.087系统对于单片机A/D采样精度要求：题目中最高精度要求为0.2%，欲达成这一精度，A/D精度要达成1/500，即最少为9位A/D，MP430内置A/D为12位，只要合理设定测量范围，完全能够达成题目标精度要求。保护电路设计和参数计算过流保护(共三级>输入过流保护在直流输入端串联一支保险丝<250V，5A），从而实现过流保护。输出过流保护输出端串接电流采样电阻RTEST2，材料选择温漂小康铜丝。电压信号需放大后送给单片机进行A/D采样。过流故障解除后，系统将自动恢复正常供电状态。逐波过流保护逐波过流保护在每个开关周期内对电流进行检测，过流时强行关断，预防场效应管烧坏。具体实现电路见附录图5<a）。考虑到MOS管开通时尖锋电流可能使逐波过流保护电路误动作，加入如附录图5<b）所表示电路。反接保护反接保护功效由二极管和保险丝实现，电路如附录图3<a）。过热保护经过热敏电阻检测场效应管温度，温度过高时关断场效应管。防开机“浪涌”保护用NTC电阻实现了对开机浪涌电流抑制，见附录图3<a）。场效应管欠压保护利用IR2302欠压保护功效，对其电源电压进行检测，使场效应管严格工作在非饱和区或截止区，预防场效应管进入饱和区而损坏。数字设定及显示电路设计分别经过键盘和LCD实现数字设定和显示。键盘用来设定和调整输出电压；输出电压、输出电流和输入电压量值经过LCD显示。电路接口见附录。效率分析及计算<U2=18V,输出电压UO=36V,输出电流IO=2A）DC-DC电路输入电压UIN=1.2*U2-2V=19.6V，信号占空比D≈1-UIN/UO=0.456，输入电压有效值IIN=IO/<1-D）=3.676A，输出功率PO=UO*IO=72W下面计算电路中损耗P损耗：Boost电路中电感损耗：其中，DCR1为电感直流电阻，取为50mΩ，代入可得PDCR1=0.68WBoost电路中开关管损耗开关损耗PSW=0.5*UIN*IIN<tr+tf）*f其中，tr是开关上升时间，为190ns,tf是开关下降时间，为110ns,f是开关频率，为20kHz,代入可得PSW=0.2160W导通损耗其中，导通电阻RDSON=77mΩ，电流感应电阻RSNS取0.1Ω，代入得PC=1.23W肖特基二极管损耗流过二极管电流值和输出电流I0相等，则二极管损耗其中，IO=2A,取二极管压降VD为0.35V，代入可得PD=0.7W两只采样电阻上总损耗为0.9W<计算过程见附录2）其它部分损耗约为0.8W，具体计算过程见附录2。综上，电路中总损耗功率P损耗=4.5WDC-DC变换器效率η=PO/<PO+P损耗）=94%系统特色：1．输出电压反馈采取“同时采样”方法，有效地避免了电压尖峰对信号检测影响。软件滤波可降低毛刺干扰，但不能从根本上减小干扰。“同时采样”法是依据开关毛刺可估计性<集中在开关瞬间，连续时间不超出2μS），在开关管动作后2μS再采样，避免采到毛刺，提升了反馈信号正确度和稳定度。2．采取多个方法降低系统电磁干扰<EMI），如：开关频率较低，降低了EMI；单片机内部时钟源－压控震荡器<DCO）采取了‘抖频’技术，使EMI能量分散在各个频率点上，降低了EMI峰值；产生PWM信号时也使用了‘抖频’技术，即实现了用较少位数PWM产生较多控制阶数，又降低了EMI。3．含有多重保护方法，确保了系统高可靠性。软件设计<关键步骤图图3-1所表示）图3-1关键步骤图图3-1关键步骤图程序说明:本程序关键经过键盘设定输出电压值,利用PI算法控制PWM占空比，实现电压稳定输出.而且为了降低干扰,软件采取同时采样方法,即在PWM上升沿后2微秒,再去采样,这么就能够避免采样到毛刺,进行错误判定,造成输出电压不稳,再依据部分其它反馈采样值进行调整,确保系统能够安全可靠稳定工作。系统测试及结果分析测试使用仪器<如表4.1所表示）表4.1测试使用仪器设备序号名称、型号、规格数量备注1FLUKE15B万用表4美国福禄克企业2TDGC-2接触调压器<0.5KVA）1上海松特电器3KENWOODCS-4125示波器1带宽20MHz测试方法<连接图4-1所表示）图4-1测试连接图图4-1测试连接图测试数据电压调整率SU测试<测试条件：IO=2A，UO=36V）U2=15V时，UO1=35.98V；U2=21V时，UO2=36.13V。电压调整率SU=<UO2-UO1）/UO1=0.42%。负载调整率SI测试<测试条件：U2=18V，UO=36V）IO=0A时，UO3=36.29V；IO=2A时，UO4=36.04V。负载调整率SI=<UO3-UO4）/UO3=0.69%。DC-DC转换器效率η测试<测试条件：IO=2A，UO=36V，U2=18V）UIN=19.5V，IIN=3.88A；UO=36.00V，IO=1.975A。DC-DC转换器效率η=UOIO/UINIIN=93.97%。测试结果分析测试数据和设计指标比较<如表4.2所表示）表4.2测试数据和设计指标比较测试工程基础要求发挥要求电路测试结果输出电压可调范围30V-36V实现最大输出电流2A实现电压调整率≤2％≤0.2%0.42%负载调整率≤5％≤0.5%0.69%输出噪声电压峰峰值≤1VPP1.8VPPDC-DC变换器效率≥70%≥85%93.97%过流保护动作电流2.5±0.2A故障排除后自动恢复动作电流2.53A，能够自动恢复。输出电压设定和步进调整步进1V，测量和显示电压电流实现，步进可达0.1V。其它完整可靠保护电路产生偏差原因对效率等进行理论分析和计算时，采取是器件参数经典值，但实际器件参数含有显著离散性，电路性能很可能所以无法达成理论分析值。电路制作工艺并非理想，会增加电路中损耗。改善方法使用性能愈加好器件，如换用导通电阻更小电力MOS管，采取低阻电容。使用软开关技术，深入减小电力MOS管开关损耗；采取同时式开关电源方案，用电力MOS管替换肖特基二极管以减小损耗；优化软件控制算法，深入减小电压调整率和负载调整率。结论本电路结构简单，功效齐全，性能优良，除部分指标外均达成并超出了题目要求。保护电路完善，使用更安全。使用同时采样技术和多个抗EMI技术使得本电路愈加环境保护。因为时间担心，任务较为繁重，本电路还有不足之处，如输出纹波偏大等。这些全部是以后我们努力和改善方向。附录1电路原理图图1开关稳压电源电路图1开关稳压电源电路图图2单片机最小系统图3保护电路图3保护电路<a）输入保护电路<b）过热保护电路图4输出过流保护电路图4输出过流保护电路图5逐波过流保护电路图5逐波过流保护电路附录2效率计算完整过程电路中关键损耗已在正文中进行了计算，下面给出其它部分损耗计算过程：Boost电路中电容损耗输出电流有效值代入数据得IO-RMS=2.069A而电容损耗等效串联电阻ESR取为10mΩ，代入得PCO1=0.0428W输出滤波电路损耗：电容损耗计算方法和求PCO1相同，可求得PCO2=0.0428W电感损耗其中，DCR2为电感直流电阻，取为50mΩ，又IO=2A，代入可得PDCR2=0.20WPWM驱动部分损耗驱动芯片IR2302静态损耗为12mW<可忽略）IR2302驱动电路动态损耗其中，导通控制电压UGSON=12V，场效应管输入电容CQON=1.7nF,f=20kHz，代入计算得P驱动=2.45mW<可忽略）因为设计实现时较多考虑到降低功耗，控制电路和检测保护电路功耗全部较小，总体估算为0.5W。过流保护采样电阻上损耗其中，IO=2A，RTE