基于TL494开关电源设计

基于TL494的DC-DC开关电源设计摘要随着电子技术的高速开展,电子系统的应用领域越来越广泛,电子设备的种类也越来越多,电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切。近年来,随着功率电子器件(如IGBT、MOSFET)、PWM技术及开关电源理论的开展,新一代的电源开始逐步取代传统的电源电路。该电路具有体积小，控制方便灵活，输出特性好、纹波小、负载调整率高等特点。开关电源中的功率调整管工作在开关状态，具有功耗小、效率高、稳压范围宽、温升低、体积小等突出优点，在通信设备、数控装置、仪器仪表、视频音响、家用电器等电子电路中得到广泛应用。开关电源的高频变换电路形式很多,常用的变换电路有推挽、全桥、半桥、单端正激和单端反激等形式。本论文采用双端驱动集成电路——TL494输的PWM脉冲控制器设计小汽车中的音响供电电源，利用MOSFET管作为开关管，可以提高电源变压器的工作效率，有利于抑制脉冲干扰，同时还可以减小电源变压器的体积。关键词：IGBT，PWM，推挽电路，半桥电路，单端正激BASEDONTHEDC-DCTL494SWITCHINGPOWERSUPPLYABSTRACTWiththerapiddevelopmentofelectronictechnology,electronicsystems,moreandmoreextensiveapplications,thetypesofelectronicequipment,moreandmoreelectronicequipmentandpeopleworkandlivecloserandcloser.Inrecentyears,withthepowerelectronicdevices(suchasIGBT,MOSFET),PWMswitchingpowersupplytechnologyanddevelopmentofthetheory,anewgenerationofpowerbegantograduallyreplacethetraditionalpowersupplycircuits.Thecircuitissmall,flexibletocontroltheoutputcharacteristicsofagood,ripple,loadadjustmentrateandsoon.Switchingpowersupplyinthepoweradjustmentcontrolworkintheoffstate,withlowpowerconsumption,highefficiency,widevoltagerange,lowtemperaturerise,andotheroutstandingadvantagesofsmallsize,thecommunicationequipment,CNCequipment,Instrumentation,videoaudio,homeappliancessowidelyusedinelectroniccircuits.Highfrequencyconverterswitchingpowersupplysomanyformsofcommonlyusedwithpush-pullconverter,fullbridge,halfbridge,single-endedforwardandtheformofsingle-endedflyback.Inthisthesis,two-sidedriverIC-TL494PWMpulseoutputofthecontrollerdesigncaraudiopowersupplyinuseasaswitchMOSFET,canimprovetheefficiencyofthepowertransformer,isconducivetoimpulsenoisesuppression,butalsocanreducethesizeofthepowertransformer.KEYWORDS:IGBT，MOSFET，Push-pullcircuit，Halfbridgecircuit,Single-endedforward目录前言1第1章开关电源根底技术21.1开关电源概述21.1.1开关电源的工作原理21.1.2开关电源的组成31.1.3开关电源的特点31.2开关电源的分类41.3电源电路组成41.4开关电源典型结构6串联开关电源结构6并联开关电源结构61.5电力场效应晶体管MOSFET71.6开关电源的技术指标9第2章开关变换电路122.1推挽开关变换电路122.1.1推挽开关变换根本电路122.1.2自激推挽式变换器132.2半桥变换电路162.3正激变换电路172.4DC/DC升压模块设计18第3章双端驱动集成电路TL494213.1TL494简介213.2TL494的工作原理223.3TL494内部电路223.31TL494管脚功能及参数243.4TL494构成的PWM控制器电路25第4章TL494在汽车音响供电电源中的应用274.1汽车音响电源简述274.2汽车音响供电电源的组成294.2.1TL494的辅助电路设计294.2.2主电路的设计31结论32参考文献33致谢34附录35外文资料翻译36前言电源是实现电能变换和功率传递的主要设备、在信息时代，农业、能源、交通运输、信息、国防教育等领域的迅猛开展，对电源产业提出了更多、更高的要求，如：节能、节电、节材、缩体、减重、环保、可靠、平安等。这就迫使电源工作者在电源研发过程中不断探索，寻求各种相关技术，做出最好的电源产品，以满足各行各业的要求。开关电源是一种新型电源设备，较之于传统的线性电源，其技术含量高，耗能低，使用方便，并取得了较好的经济效益。随着电力电子技术的高速开展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速开展。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制〔PWM〕控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的本钱都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源本钱在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一本钱反转点。随着电力电子技术的开展和创新，使得开关电源技术在不断地创新，这一本钱反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广泛的开展空间。由于小汽车音响受到12V供电的制约，无论输出功率还是音场效果都难以进一步提高。在此情况下，从上世纪末，欧洲生产的汽车音响中开始采用DC-DC变换器，将12V蓄电池供电变换为±24V-±50V，向汽车音响提供电源。目前，DC-DC变换器与机械变流器相比，已今非昔比，其开关频率可达100KHZ以上，效率接近90%。第1章开关电源根底技术1.1开关电源概述开关电源的工作原理开关电源的工作原理可以用图1-1进行说明。图中输入的直流不稳定电压Ui经开关S加至输出端，S为受控开关，是一个受开关脉冲控制的开关调整管。使开关S按要求改变导通或断开时间，就能把输入的直流电压Ui变成矩形脉冲电压。这个脉冲电压经滤波电路进行平滑滤波就可得到稳定的直流输出电压U0。图1-1开关电源的工作原理(a)为原理性电路图，(b)为波形图为方便分析开关电路，定义脉冲占空比方下：(1-1)式中T表示开关S的开关重复周期；TON表示开关S在一个开关周期中的导通时间[1]。开关电源直流输出电压U0与输入电压Ui之间有如下关系：(1-2)由(1-2)式可以看出，假设开关周期T一定，改变开关S的导通时间TON，即可改变脉冲占空比D，到达调节输出电压的目的。T不变，只改变TON来实现占空比调节的方式叫做脉冲宽度调制(PWM)。由于PWM式的开关频率固定，输出滤波电路比拟容易设计，易实现最优化，所以PWM式开关电源用得较多。假设保持TON不变，利用改变开关频率f=1/T实现脉冲占空比调节，从而实现输出直流电压U0稳压的方法，称做脉冲频率调制(PFM)方式开关电源。由于开关频率不固定，所以输出滤波电路的设计不易实现最优化。既改变TON，又改变T，实现脉冲占空比的调节的稳压方式称做脉冲调频调宽方式。在各种开关电源中，以上三种脉冲占空比调节方式均有应用。开关电源的组成开关电源由以下四个根本环节组成，见图1-2所示。其中DC/DC变换器用以进行功率变换，是开关电源的核心局部；驱动器是开关信号的放大局部，对来自信号源的开关信号放大，整形，以适应开关管的驱动要求；信号源产生控制信号，由它激或自激电路产生，可以是PWM信号，也可以是PFM信号或其它信号；比拟放大器对给定信号和输出反应信号进行比拟运算，控制开关信号的幅值，频率，波形等，通过驱动器控制开关器件的占空比，到达稳定输出电压值的目的。除此之外，开关电源还有辅助电路，包括启动电路、过流过压保护、输入滤波、输出采样、功能指示等。DC/DC变换器有多种电路形式，其中控制波形为方波的PWM变换器以及工作波形为准正弦波的谐振变换器应用较为普遍。开关电源与线性电源相比，输入的瞬态变换比拟多地表现在输出端，在提高开关频率的同时，由于反应放大器的频率特性得到改善，开关电源的瞬态响应指标也能得到改善。负载变换瞬态响应主要由输出端LC滤波器的特性决定。所以可以通过提高开关频率、降低输出滤波器LC的方法改善瞬态响应特性[2]。图1-2电源根本组成框图开关电源的特点(1)效率高：开关电源的功率开关调整管工作在开关状态，所以调整管的功耗小，效率高，一般在80%～90%，高的可达90%以上。(2)重量轻：由于开关电源省掉了笨重的电源变压器，节省了大量的漆包线和硅钢片，电源的重量只有同容量线性电源的1/5，体积也大大缩小。(3)稳压范围宽：开关电源的交流输入电压在90~270V范围变化时，输出电压的变化在±2%以下。合理设计电路，还可使稳压范围更宽，并保证开关电源的高效率。(4)可靠平安：在开关电源中，由于可以方便的设置各种形式的保护电路，所以当电源负载出现故障时，能自动切断电源，保护功能可靠。(5)功耗小：由于功率开关管工作在开关状态，损耗小，不需要采用大面积散热器，电源温升低，周围元件不致因长期工作在高温环境而损坏，所以采用开关电源可以提高整机的可靠性和稳定性[3]。1.2开关电源的分类1.按电路的输出稳压控制方式，开关电源可分为脉冲宽度调制(PWM)式、脉冲频率调制(PFM)式和脉冲调频调宽式三种。2.按开关电源的触发方式分类

自激式开关电源，自激式开关电源利用电源电路中的开关晶体管和高频脉冲变压器构成正反应环路，来完成自激振荡，使开关电源输出直流电压。在显示设备的PWM式开关电源中，自激振荡频率同步于行频脉冲，即使在行扫描电路发生故障时，电源电路仍能维持自激振荡而有直流输出电压。

它激式开关电源，它激式开关电源必须有一个振荡器，用以产生开关脉冲来控制开关管，使开关电源工作，输出直流电压。1.3电源电路组成电源电路一般由主开关电源、副电源、辅助电路等组成。1.主开关电源主开关电源的输出功率较副电源、行输出级二次电源的输出功率要大。它将输入220V交流输入直接整流、滤波为300V左右的直流电压，再经过开关稳压调整环节中的开关调整管、开关变压器、稳压控制电路、鼓励脉冲产生电路对300V左右的直流电压进行DC-DC开关变换，产生各种所需的稳定直流电压输出。主开关电源主要为主负载电路提供110～145V的直流电压。遥控待机功能是通过对主开关电源的控制实现的，主开关电源一旦停止工作，那么相应的功率放大级也将停止工作，于是主负载失去了直流供电。2.副电源副电源的主要作用是为微处理器控制电路提供＋5V的供电电压，副电源电路一般较简单，既可采用简易开关电源也可以采用传统的线性稳压电路，无论负载处于正常工作状态还是待机状态，副电源都必须正常工作。3.辅助电路将行输出变压器中产生的行扫描脉冲进行整流与滤波，就可以得到各种所需的直流电压。由于它是由行输出级经直流-交流-直流的两次变换，所以又称为二次电源。行输出级产生的各种直流电压主要给显像管各电极供电，同时也可以为视频输出板尾板、场扫描，图像和伴音通道供电。1.4开关电源典型结构串联开关电源结构串联开关电源工作原理的方框图如图1-3所示。功率开关晶体管VT串联在输入与输出之间。正常工作时，功率开关晶体管VT在开关驱动控制脉冲的作用下周期性地在导通、截止之间交替转换，使输入与输出之间周期性的闭合与断开。输入不稳定的直流电压通过功率开关晶体管VT后输出为周期性脉冲电压，再经滤波后，就可得到平滑直流输出电压U0。U0和功率开关晶体管VT的脉冲占空比D有关，见式(1－2)。图1-3串联开关电源原理图输入交流电压或负载电流的变化，会引起输出直流电压的变化，通过输出取样电路将取样电压与基准电压相比拟，误差电压通过误差放大器放大，控制脉冲调宽电路的脉冲占空比D，到达稳定直流输出电压U0的目的。并联开关电源结构并联开关电源工作原理方框图如图1-4所示，功率开关晶体管VT与输入电压、输出负载并联，输出电压为：(1-3)图1-4为一种输出升压型开关电源，电路中有一个储能电感，适当利用这个储能电感，可将并联开关电源转变为广泛使用的变压器耦合并联开关电源。图1-4并联开关电源原理图变压器耦合并联开关电源工作框图如图1-5所示。功率开关晶体管VT与开关变压器初级线圈相串联接在电源供电输入端，功率开关晶体管VT在开关脉冲信号的控制下，周期性地导通与截止，集电极输出的脉冲电压通过变压器耦合在次级得到脉冲电压，这个脉冲电压经整流滤波后得到直流输出电压U0。同样经过取样电路将取样电压与基准电压UE进行比拟被误差放大器放大，由误差放大器输出至功率开关晶体管VT，通过控制功率开关晶体管VT的导通、截止到达控制脉冲占空比的目的，从而稳定直流输出电压。由于采用变压器耦合，所以变压器的初、次级侧可以相互隔离，从而使初级侧电路地与次级侧电路地分开，做到次级侧电路地不带电，使用平安。同时由于变压器耦合，可以使用多组次级线圈，在次级得到多组直流输出电压。图1-5变压器耦合并联开关电源原理图1.5电力场效应晶体管MOSFET随着信息电子技术与电力电子技术在开展的根底上相结合，形成了高频化、全控型、采用集成电路制造工艺的电力电子器件，其典型代表就是。1.电力场效应晶体管特点电力场效应晶体管简称电力PowerMOSFET。特点是用栅极电压来控制漏极电流，驱动电路简单，需要的驱动功率小，开关速度快，工作频率高，热稳定性好。但是电流容量小，耐压低，一般适用于功率不超过10kW的电源电子装置。2.MOSFET的结构和工作原理电力MOSFET的种类按导电沟道可分为P沟道和N沟道，图1-6所示为N沟道结构。电力MOSFET的工作原理是：在截止状态，漏源极间加正电源，栅源极间电压为零。P基区与N漂移区之间形成的PN结反偏，漏源极之间无电流流过。在导电状态，即当UGS大于开启电压或阈值电压UT时，栅极下P区外表的电子浓度将超过空穴浓度，使P型半导体反型成N型而成为反型层，该反型层形成N沟道而使PN结消失，漏极和源极导电。(a)内部结构断面示意图(b)电气图形符号图1-6电力MOSFET的结构和电气图形符号MOSFET开关时间在10～100ns之间，工作频率可达100kHz以上，是电力电子器件中最高的。由于是场控器件，静态时几乎不需输入电流。但在开关过程中需对输入电容充放电，仍需一定的驱动功率。开关频率越高，所需要的驱动功率越大。1.6开关电源的技术指标1.输出电压调整率当设计制作开关电源时，第一个测试步骤为将输出电压调整至规格范围内。此步骤完成后才能确保后续的规格能够符合要求。通常当调整输出电压时，将输入交流电压设定为正常值，并且将输出电流设定为正常值或满载电流，然后以数字电压表测量电源供给器的输出电压值并调整其电位器直到电压读值位于要求的范围内。2.电源调整率电源调整率的定义为电源供给器于输入电压变化时提供其稳定输出电压的能力。此项测试系用来验证电源供给器在最恶劣之电源电压环境下，如高温条件下，当用电需求量最大时，其电源电压最低；又如低温条件下，用电需求量最小，其电源电压最高。在前述之两个极端下验证电源供给器之输出电源的稳定度是否符合需求的规格。3.测量电压调整率能提供可变电压能力的电源，至少能提供待测电源供给器的最低到最高之输入电压范围。均方根值交流电压表来测量输入电源电压，众多的数字功率计能精确计量V、A、W、PF。测试步骤如下：将待测电源设备以正常输入电压及负载状况下热机稳定后，分别在低输入电压Vomin，正常输入电压Vonormal，及高输入电压Vomax下测量并记录其输出电压值。电源调整率ξ通常以一额定负载下，由输入电压变化所造成其输出电压偏差率的百分比，如以下公式所示：(1-4)电压调整率也可用表示为，在输入电压变化下，其输出电压偏差量须在规定之上下限范围内，即输出电压上下限绝对值以内。4.负载调整率负载调整率的定义为开关电源的输出负载电流变化时，提供其稳定输出电压的能力。此项测试系用来验证电源在最恶劣负载环境下，如在负载断开，用电需求量最小，其负载电流最低的条件下，以及在负载最多，用电需求量最大，其负载电流最高的两个极端下验证电源的输出电源稳定度是否符合需求的规格。所需的设备和连接与电源调整率相似，唯一不同的是需要精密的电流表与待测电源供给器的输出串联。测试步骤如下：将待测电源供给器以正常输入电压及负载状况下热机稳定后，测量正常负载下之输出电压值，再分别在轻载、重载负载下，测量并记录其输出电压值，负载调整率通常以正常之固定输入电压下，由负载电流变化所造成其输出电压偏差率的百分比表示。当输出负载电流变化时，其输出电压之偏差量须在规定之上下限电压范围内，即输出电压之上下限绝对值以内。5.综合调整率综合调整率的定义为电源供给器在输入电压与输出负载电流变化时，提供其稳定输出电压的能力。这是电源调整率与负载调整率的综合，此项测试是上述电源调整率与负载调整率的综合，可提供对电源供给器於改变输入电压与负载状况下更正确的性能验证。综合调整率用以下方式表示：当输入电压与输出负载电流变化时，其输出电压的偏差量须在规定之上下限电压范围内(即输出电压之上下限绝对值以内)或某一百分比界限内。6.输出噪声输出噪声(PARD)是指在输入电压与输出负载电流均不变的情况下，其平均直流输出电压上的周期性与随机性偏差量的电压值。输出噪声是表示在经过稳压及滤波后的直流输出电压含有不需要的交流和噪声部份，包含低频50/60Hz电源倍频信号、高于20KHz高频切换信号及其谐波，再与其他随机性信号所组成等，通常以mVp-p峰对峰值电压为单位来表示。一般的开关电源的指标以输出直流电压的1%以内为输出噪声规格，其频宽为20Hz到20MHz，或其它更高的频率如100MHz等。开关电源实际工作时最恶劣的状况如输出负载电流最大、输入电源电压最低等，要求电源设备在恶劣环境状况下，其输出直流电压加上干扰信号后的输出瞬时电压，仍能够维持稳定的输出电压不超过输出上下电压界限。否那么将可能会导致电源电压超过或低于逻辑电路如TTL电路所承受电源电压而误动作，进一步造成死机现象。例如5V输出电源，其输出噪声要求为50mV以内。此时包含电源调整率、负载调整率、动态负载等其他所有变动，其输出瞬时电压应介于4.75V至5.25V之间，才不致引起TTL逻辑电路之误动作。在测量输出噪声时，电子负载的PARD必须比待测的电源供给器的PARD值为低，才不会影响输出噪声测量。同时测量电路必须有良好的隔离处理及阻抗匹配，为防止导线上产生不必要的干扰、振铃和驻波，一般都采用在双同轴电缆的端点并以50Ω电阻，并使用差动式量测方法以防止地回路噪声电流第2章开关变换电路由开关电源结构可知，开关稳压器无论何种形式，自激或它激实际上都是由开关电路和稳压控制电路两大系统组成。常见的电源变换电路可以分为单端和双端电路两大类。单端电路包括正激和反激两类；双端电路包括全桥、半桥和推挽三类。每一类电路都可能有多种不同的拓扑形式或控制方法。单端开关电路受开关器件最大动作电流的限制以及变换效率的影响，其输出功率一般在200W左右。假设需要大功率电源，必须采用新的电路结构。推挽式、半桥式、桥式开关电路可以输出较大功率，成为开关电源的主要电路形式。2.1推挽开关变换电路推挽开关变换根本电路图2-1为推挽式开关电路的示意图。脉冲变压器TC初、次级都有两组对称的绕组，其相位关系如下图，开关管用开关S代替。如果使S1、S2交替导通，通过变压器将能量传到次级电路，使V1、V2轮流导通，向负载提供能量。由于S1、S2导通时脉冲变压器TC电流方向不同，形成的磁通方向相反，因此推挽电路与前述电路相比，提高了磁心的利用率。磁心在四个象限内的磁化曲线都被利用，在一定输出功率时，磁心的有效截面积可以小于同功率的单端开关电路。此外当驱动脉冲频率恒定时，纹波率也相对较小。图2-1推挽式开关电路推挽式开关电路中，能量转换由两管交替控制，当输出相同功率时，电流仅是单端开关电源管的一半，因此开关损耗随之减小，效率提高。如果用同规格的开关管组成单端变换电路，输出最大功率为150W。假设使用2只同规格开关管组成推挽电路，输出功率可以到达400～500W。所以输出功率200W以上的开关电源均宜采用推挽电路。当滤波电感L电流连续时，输出电压表达式为：〔2-1〕图2-1所示的对称推挽电路有其缺憾之处。一是开关管承受反压较高。当开关管截止时，电源电压和脉冲变压器初级二分之一的感应电压相串联，加到开关管集电极和发射极，因而要求开关管VECO＞2VCC。二是推挽电路相当于单端开关电路的对称组合，只有当开关管特性、脉冲变压器初、次级绕组均完全对称，脉冲变压器磁心的磁化曲线在直角坐标第Ⅰ、Ⅱ象限内所包括的面积，才和第Ⅲ、Ⅳ象限曲线内面积相等，正负磁通相抵消。否那么磁感应强度+B和-B的差值形成剩余磁通量，使一个开关管磁化电流增大，同时次级V1、V2加到负载上的输出电压也不相等，从而增大纹波，推挽电路的优势尽失。因此，这种推挽电路目前仅用于自激或它激式低压输入的稳压变换器中。因为低压供电，N1、N2匝数少，且两绕组间电压差也小，一般采用双线并绕的方式来保证其对称性[5]。自激推挽式变换器1.饱和式推挽变换器自激推挽式直流脉冲变换器分有两类，即饱和式推挽变换器和非饱和式变换器。图2-2为饱和式推挽自激变换器的根本电路。所谓饱和式，是指脉冲变压器工作在磁化曲线的饱和状态。电路通电以后，电流经电阻R1到正反应绕组N3～N4的中点，同时向VT1、VT2基极提供启动偏置。由于VT2的基极电路附加了R2，因此IB2、IC2小于IC1、IB1。启动状态，IC1>IC2的结果，使脉冲变压器中形成的磁通φN1>φN2，合成总磁通量为φN1-φN2，使VT1的导通电流起主导作用。因此，φN1在各绕组中产生感应电势，正反应绕组N3的感应电势形成对VT1的正反应，使VT1集电极电流迅速增大。IC1的增大使N1激磁电流增大，磁场强度(H)的增加，使磁感应强度(B)磁化曲线增大，当到达磁心饱和点时，即使磁化电流再增大，也无法再使磁感应强度增大，即磁通量的变化为零。磁通量饱和的结果，使其无变量，各绕组感应电压为零，VT1的正反应消失，集电极电流IC1＞IB1*β，并迅速减小。此过程中，正反应绕组感应电压反向，使VT2导通，且IC2迅速增大，VT1截止。此过程中，由于磁心的饱和周而复始地进行，VT1、VT2轮流导通，初始电流方向随之不断改变，因而在次级感应出双向矩形脉冲。因此推挽变换器次级可以通过全波或桥式整流向负载供电。图2-2饱和式推挽变换器根本电路饱和型推挽变换器中，开关管VT1、VT2必须选择较大的ICM。因为当磁通量开始饱和时，脉冲变压器等效电感也开始减小，磁通量完全饱和时等效电感为零，开关管集电极电流剧增。在Ic剧增至Ic>IB*β时，Ic才开始减小。一般饱和型变换器只用在低压变换器中，即使如此也必须严格设计脉冲变压器饱和点的激磁电流，不能大于开关管最大允许电流。这种变换器的优点是频率比拟稳定，其翻转过程只取决于脉冲变压器和负载电流。2.非饱和式变换器从电路结构上看，非饱和型推挽变换器与饱和型推挽变换器没有根本区别，只是正反应量的选择量不同而已。同样是图2-2的电路，如果合理选择N1或N2与N3、N4的匝数比，使正反应过程中开关管在Ic增大到接近自身的饱和区时，出现IC＞IB*β的关系，使两管的导通/截止关系翻转，那么成为非饱和型推挽变换器。非饱和指的是，在VT1、VT2的翻转过程中，脉冲变压器的磁通量始终处于与磁化电流的线性关系范围内，通过正反应量的选择，使IB最大值时开关管进入饱和区。此类推挽变换器常被用于高压变换器中。为了限制正反应量使IB增大的比例，在VT2的基极电路中参加限流电阻R2(见图2-2所示)，以尽量使IC＞IB*β的关系在开关管允许条件内使电路翻转。上述推挽式自激变换器有不少优点，但是也有缺陷。首先是自激推挽式开关电路的驱动脉冲是双向的。在图2-2中，当VT1导通期，N3的感应脉冲是以正脉冲形式加到VT1基极，此时VT2处于截止状态，N4的感应脉冲以负脉冲形式加到VT2基极。当开关管或脉冲变压器进入饱和状态时，首先是正反应脉冲减小，随IB*β<Ic而使正反应脉冲反向。由于双极型开关管有少数载流子的存储效应，IB的减小，甚至IB=0时，其IC不会立即截止，而正反应脉冲的反向却可以使另一只开关管立即导通，因此，在VT1、VT2交替过程中必然出现两管同时瞬间导通。因两管集电极电流通过脉冲变压器形成反向磁场，而使脉冲变压器等效电感量减小，开关管电流增大。正因为如此，这种变换器的工作频率一般只在2000Hz左右，以减小两管交替导通过程中造成的共态导通损耗。这是推挽变换器应用于高压开关电源所必须解决的第一个问题[6]。3.驱动脉冲的波形所有用于高压开关电路的开关管绝对都只采用NPN型，这点是由半导体器件工艺所决定的。现有PNP型管的VCEO最大也极少超过300V，因此高压变换器也只能采用全NPN型开关管。其中关系可以由图5-2看出。当VT1导通时，VT2为截止状态，其集电极电压为N2的感应脉冲和电源电压之和，即2Vcc。如果用于输入整流供电的高压变换器，VT1、VT2最高集电极和发射极之间电压将是600V以上，到达此要求的只有NPN型开关管。两管均为NPN管的结果是，其导通时驱动脉冲均为正向脉冲，如像自激式变换器相同的双向脉冲。为了防止截止状态反相驱动脉冲击穿开关管的BE结，必须在驱动电路增加必要的保护措施，否那么即使不击穿BE结，也会使开关管处于深度截止状态，要想使其进入导通状态，势必增加正向驱动电流，因而使驱动功率增大，变换器效率降低。以上两个问题不仅使自激式推挽电路效率降低，同时也不适宜作高压输入的变换器。很明显，自激推挽式开关电源只能组成无稳压功能的变换器，而不能用于开关电源，因为要同步控制两管的通断占空比，电路必然较复杂，且难以到达完全对称地控制。此类变换器一般采用在输出端设置耗能式稳压的方式。截止到目前为止，推挽式、桥式变换器都采用它激电路，以便于在驱动脉冲输出之前进行PWM控制[7]。饱和式变换器是利用输出脉冲变压器的磁饱和现象使开关管由导通变为截止，使推挽电路的两只开关管轮流通／断。脉冲变压器为了转换输出功率，铁心的截面积必然较大，而要到达磁通量的饱和所需磁化电流也较大，使开关管损耗增大。因此在饱和式变换器的设计中，都尽量选择开关管的工作状态在脉冲变压器的磁化曲线开始进入饱和状态之初，首先让开关管进入饱和区，使开关电路翻转，以减小开关管在变压器磁通饱和以后的大电流增长，降低开关管损耗。但是无论是设计还是调试，要保持这两者的严密关系是十分困难的。所以此类变换器常采用双变压器的电路形式。上述饱和式变换器中，脉冲变压器TC有双重功能，一是通过正反应绕组使开关管以自激振荡的形式完成开关动作，进行DC-AC的变换。为了使开关动作持续地、两管交替地进行，脉冲变压器工作在磁饱和状态；二是将DC-AC转换后的双向矩形波通过设计的圈数比耦合到次级，通过整流、滤波成为直流电。双变压器饱和式变换器中，那么将上述两种功能分别采用驱动变压器和输出变压器来完成。输出变压器只转换输出功率，驱动变压器那么工作于饱和状态，控制开关管的通/断。因为驱动变压器只提供推挽开关的驱动电流，其功率极小，可以采用较小的磁心截面积，因而其饱和的磁化电流大幅度减小，只要求驱动变压器磁性材料为矩形磁化曲线的、高磁通密度的。而输出变压器可以采用一般磁心，使本钱大幅降低。2.2半桥变换电路半桥式电路顾名思义就是取掉桥式电路中的两只开关管，半桥变换器电路如图2-3所示。图2-3半桥电路原理图电路的工作过程：VT1与VT2交替导通，使变压器一次侧形成幅值为Ui/2的交流电压。改变开关的占空比，就可以改变二次侧整流电压Ud的平均值，也就改变了输出电压U0。VT1导通时，二极管V1处于通态，VT2导通时，二极管V2处于通态，当两个开关都关断时，变压器绕组N1中的电流为零，V1和V2都处于通态，各分担一半的电流。VT1或VT2导通时电感L的电流逐渐上升，两个开关都关断时，电感L的电流逐渐下降。VT1和VT2断态时承受的最高电压为Ui。由于电容的隔离作用，半桥电路对由于两个开关导通时间不对称而造成的变压器一次侧电压的直流分量有自动平衡作用，因此不容易发生变压器的偏磁和直流磁饱和[8]。当滤波电感L的电流连续时，输出电压的计算公式为：(2-2)半桥式开关电路省去两只开关管，采用连接电容分压方式，使开关管c-e极电压与桥式电路相同，同时驱动电路也大为简化，只需两组在时间轴上不重合的驱动脉冲，两组驱动电路的参考点为各自开关管的发射极，显然比桥式电路的形式简单得多。根据上述原理，当采用相同规格开关管时，半桥式负载端电压为1/2Uin，输出功率为桥式电路的1/4。半桥式电路具有全桥式电路的所有优势，因此其应用比全桥式更普遍。2.3正激变换电路正激电路原理图如图2-4所示。图2-4正激电路原理图电路的工作过程如下：开关管VT开通后，变压器绕组N1两端的电压为上正下负，与其耦合的N2绕组两端的电压也是上正下负。因此V1处于通态，V2为断态，电感L的电流逐渐增长；VT关断后，电感L通过V2续流，V1关断。VT关断后变压器的激磁电流经N3绕组和V3流回电源，所以开关管VT关断后承受的电压表达式为：(2-3)此时要考虑变压器磁心复位问题。开关管VT开通后，变压器的激磁电流由零始，随着时间增加而线性的增长直到VT关断。为防止变压器的激磁电感饱和，需要设法使激磁电流在VT关断后到下一次再开通的一段时间内降回零，这一过程称为变压器的磁心复位[9]。变压器的磁心复位时间为：(2-4)在电感电流连续的情况下，输出电压表示为：(2-5)输出电感电流不连续时，输出电压U0将高于式(2-3)的计算值，并随负载减小而升高，在负载为零的极限情况下，输出电压表达式为：(2-6)2.4DC/DC升压模块设计从低压直流到高压交流的转换必定要设计升压方案。在电源设计的过程中，从不同角度考虑了多种升压方案。由升压环节所处位置的不同，主要考虑了前置升压和后置升压两种方法。所谓前置升压，就是将升压环节放在逆变环节之前，先对输入的12V低压直流电进行DC-DC转换，升至所需较高直流电压，将此高压直流作为后续逆变电路的输入，对此高压直流电进行逆变，经过滤波后直接得到所需要的高压正弦交流电。所谓后置升压，就是将升压环节放在逆变、滤波环节之后，即先对热电发电器输入的12V低压直流电进行逆变、滤波，得到的是低压正弦交流电，然后对该信号进行交流升压得到所需的正弦交流电输出。首先分析后置升压，升压环节输入为滤波器输出的低压交流正弦波，交流升压通常采用的方法为线圈升压或压电变压器升压。由于系统要求输出的频率为20Hz到5KHz的宽频输出，因此如果采用线圈升压，属于低频升压，升压线圈体积将会比拟庞大，并且设计也较复杂，使得电源设计失去应用价值。而采用压电升压器也无法实现，因为压电变压器仅在谐振频率附近能够实现较好的升压效果，而且对于不同的压电升压器，随着其形状、大小等不同，其谐振频率会有较大差异，而在其他频率的升压效果很不理想。另外压电升压器的输出电压随负载的变化波动较大，难以实现精确控制。因此后置升压方案不可行。前置升压实际上是直流DC/DC升压，也就是将升压环节放在整个电源系统的最前端，首先通过直流变换器实现直流升压，然后再逆变、滤波。直流变换器按输入与输出间是否有电气隔离分为两类：没有电气隔离的称为不隔离直流变换器；有电气隔离的称为隔离直流变换器。其中不隔离直流变换器主要是采用升压式(Boost)直流变换电路。其电路原理图如图2-5所示：图2-5BOOST升压电路原理图整个电路由功率开关管VT、储能电感L、二极管V及滤波电容C组成。当电路不工作时，功率晶体管VT处于截止状态，二极管V导通，前端直流电源通过电感和二极管向电容充电，并且向负载提供自身电压的直流电。当整个电路处于工作状态时，外界对晶体管VT的控制端(栅极)加载周期性方波，晶体管VT便处于导通与截止的不断交替状态。当VT导通时，前端直流电源向电感L储能，电感电流增加，感应电动势为左正右负，负载由电容C供电；当VT截止时，电感电流减小，感应电动势为左负右正，电感中能量释放，与输入电压顺极性叠加经二极管V向负载供电，并同时向电容充电。功率管的高频开关使得电感发生强大的电磁感应，从而产生高压，经电容稳压输出成高压直流。其输出电压平均值将超过前端直流电压。BoostDC/DC变换器的输出电压值与晶体开关管栅极控制方波的占空比成反比，调节方波占空比便可以实现调压。图2-6所示为正激型开关电源的主回路。电路由功率开关管VT、变压器TC，二极管V1，V2，V3和电容C组成。其中，变压器线圈绕组由N1，N2，N3组成。电路的工作原理为：当功率开关管VT导通时，变压器两端绕组的电压均为上正下负，整流二极管V1导通V2截止，输入电能通过整流二极管V1传给负载，同时对电感L1储能；当功率晶体管VT截止时，整流二极管V1截止V2导通，电感L1中的储能流经负载并经过二极管V2续流。二极管V3和变压器绕组N3组成变压器的磁芯复位电路，以保证在功率管再次开通之前励磁电流能够为零。同反激型变换电路一样，正激电路的输出电压和输入电压比值除了与线圈匝数比有关外，还与开关周期T和占空比有关。在输出滤波电感电流连续的情况下，输出电压与输出电压的关系为：(2-7)输出电感电流不连续时，输出电压Uo将高于式(2-7)的计算值，并随负载减小而升高，在负载为零的极限情况下：(2-8)第3章双端驱动集成电路TL4943.1TL494简介TL494是一种固定频率脉宽调制电路，它包含了开关电源控制所需的全部功能，广泛应用于单端正激双管式、半桥式、全桥式开关电源。TL494有SO-16和PDIP-16两种封装形式，以适应不同场合的要求[10]。TL494能产生PWM，能调整频率和脉宽，还有一路基准电压，这些都满足DC-DC的条件，采用不同拓扑，得到升压和降压，如图：1，采用推挽〔push-pull〕方式，升压，可以改变反应电阻，得到其他电压；2，采用BUCK拓扑降压，可以改变反应电阻，得到其他电压；其外形图如图3-1。图3-1TL494外形图TL494其他主要特点如下：(1)集成了全部的脉宽调制电路。(2)片内置线性锯齿波振荡器，外置振荡元件仅两个(一个电阻和一个电容)。(3)内置误差放大器。(4)内止5V参考基准电压源。(5)可调整死区时间。(6)内置功率晶体管可提供500mA的驱动能力。(7)推或拉两种输出方式。3.2TL494的工作原理TL494是一个固定频率的脉冲宽度调制电路，内置了线性锯齿波振荡器，振荡频率可通过外部的一个电阻和一个电容进行调节，输出脉冲的宽度是通过电容CT上的正极性锯齿波电压与另外两个控制信号进行比拟来实现。功率输出管Q1和Q2受控于或非门。当双稳触发器的时钟信号为低电平时才会被选通，即只有在锯齿波电压大于控制信号期间才会被选通。当控制信号增大，输出脉冲的宽度将减小。控制信号由集成电路外部输入，一路送至死区时间比拟器，一路送往误差放大器的输入端。死区时间比拟器具有120mV的输入补偿电压，它限制了最小输出死区时间约等于锯齿波周期的4%，当输出端接地，最大输出占空比为96%，而输出端接参考电平时，占空比为48%。当把死区时间控制输入端接上固定的电压〔范围在0—3.3V之间〕即能在输出脉冲上产生附加的死区时间。

脉冲宽度调制比拟器为误差放大器调节输出脉宽提供了一个手段：当反应电压从0.5V变化到3.5时，输出的脉冲宽度从被死区确定的最大导通百分比时间中下降到零。两个误差放大器具有从-0.3V到〔Vcc-2.0〕的共模输入范围[11]。3.3TL494内部电路TL494是一种电压控制模式的PWM控制和驱动集成电路芯片，由于它具有两路相位相差180°的PWM驱动信号输出，因此被广泛的应用与单端式〔正极式和反极式〕和双端式〔半桥式、全桥式和推挽式〕开关稳压电源电路。总体结构比同类集成电路SG3524更完善。TL494内部电路框图见图3-2。TL494内部电路如下：图3-2TL494内部电路框图(1)内置RC定时电路设定频率的独立锯齿波振荡器，其振荡频率：(3-1)式中，f单位为KHz，R的单位为kΩ，C的单位为μF，其最高振荡频率为300KHz，能驱动双极型开关管或MOSFET管。(2)内部设有比拟器组成的死区时间控制电路，用外加电压控制比拟器的输出电平，通过其输出电平使触发器翻转换，控制两路输出之间的死区时间。当⑷脚输出电平升高时，死区时间增大。(3)触发器的两路输出设有控制电路，使内部2只开关管既可输出双端时序不同的驱动脉冲，驱动推挽开关电路和半桥开关电路，也可输出同相序的单端驱动脉冲，驱动单端开关电路。(4)内部两组完全相同的误差放大器，其同相输入端和反相输入端均被引出芯片外，因此可以自由设定其基准电压，以方便用于稳压取样，或用其中一种作为过压、过流的超阈值保护。(5)输出驱动电流单端到达400mA，能直接驱动峰值开关电流达5A的开关电路。双端输出为2×200mA，参加驱动级即能驱动近千瓦的推挽式和半桥式电路。假设用于驱动MOSFET管，那么需另参加灌流驱动电路[12]。3.31TL494管脚功能及参数1、16脚为误差放大器A1、A2的同相输入端。最高输入电压不超过VCC+0.3V。2、15脚为误差放大器A1、A2的反相输入端。可接入误差检出的基准电压。3脚为误差放大器A1、A2输出端。集成电路内部用于控制PWM比拟器的同相输入，当A1、A2任一输出电压升高时，控制PWM比拟器的输出脉宽减小。同时，该输出端还引出端外，以便与2、15脚间接入RC频率校正电路和直流负反应电路，稳定误差放大器的增益以及防止其高频自激。3脚电压反比于输出脉宽，也可利用该端功能实现高电平保护。4脚为死区时间控制端。当外加1V以下的电压时，死区时间与外加电压成正比。如果电压超过1V，内部比拟器将关断触发器的输出脉冲。5脚为锯齿波振荡器外接定时电容端。6脚为锯齿波振荡器外接定时电阻端。7脚为共地端。8、11脚为两路驱动放大器NPN管的集电极开路输出端。当通过外接负载电阻引出输出脉冲时，为两路时序不同的倒相输出，脉冲极性为负极性，适合驱动P型双极型开关管或P沟道MOSFET管。此时两管发射极接共地。9、10脚为两路驱动放大器的发射极开路输出端。当8、11脚接Vcc，在9、10脚接入发射极负载电阻到地时，输出为两路正极性图腾柱输出脉冲，适合于驱动N型双极型开关管或N沟道MOSFET管。2脚为Vcc、输入端。供电范围适应8～40V。13脚为输出模式控制端。外接5V高电平时为双端图腾柱式输出，用以驱动各种推挽开关电路。接地时为两路同相位驱动脉冲输出，8、11脚和9、10脚可直接并联。双端输出时最大驱动电流为2×200mA，并联运用时最大驱动电流为400mA。14脚为内部基准电压精密稳压电路端。输出5V±0.25V的基准电压，最大负载电流为10mA。用于误差检出基准电压和控制模式的控制电压。RT取值范围1.8～500Ω，CT取值范围4700pF～10μF，最高振荡频率fOSC≤300KHz。TL494在工作时，通过5、6脚分别接定时元件CT和RT。经相应的门电路去控制TL494内部的两个驱动三极管交替导通和截止，通过8脚和11脚向外输出相位相差180°的脉宽调制控制脉冲。工作波形如图3-33所示。TL494假设将13脚与14脚相连．可形成推挽式工作；假设将13脚与7脚相连．可形成单端输出方式。为增大输出可将2个三极管并联。图3-3工作波形3.4TL494构成的PWM控制器电路PWM控制器电路其核心采用专用集成芯片TL494，原理见图3-4所示，通过适当的外接电路，不但可以产生PWM信号输出，而且还有多种保护功能。TL494含有振荡器，误差放大器，PWM比拟器及输出级电路等局部。OSC振荡频率由外接元件R，C决定，表达式为：(3-2)fOSC可选定1KHz～200KHz之间，本电路选用fOSC=40KHz。TL494内部的稳压电源将外部供给的+12V电压变换成+5V电压，除提供芯片内部电路作电源外，并通过14脚对外输出+5V基准电源13脚为输出脉冲控制端，当1、3脚接地时，输出脉冲最大占空比为96%，当接高电位时，最大占空比为48%。TL494输出脉冲的宽度调节由振荡器电容CT两端的正向锯齿波和两个控制信号相比拟来实现。只有锯齿波电压高于控制信号时，才会有脉冲输出，内部两个误差放大器及外接电阻，电容构成电压和电流反应调节器，都采用PI调节。误差放大器的给定信号均取自+5V基准电源的分压加于2脚和5脚。反应电压信号UF由微机处理后引入1脚，与2脚的给定值UG比拟后，产生调制脉宽的控制信号，使输出直流电压保持稳定。来自温度传感器AD590所检测的电池温度信号TF由微机处理后引入到16脚，当电池温度超过规定值〔设为130%TN〕时，产生控制信号调制输出脉冲的宽度，使电路处于限流输出运行。来自霍尔电流传感器所检测的电流信号IF由微机处理后引入到4脚，当充电电流超过给定值时封锁输出脉冲，关断IGBT[13]。图3-3PWM控制器TL494接线图IGBT是电压驱动型器件，本电路选用了具有降栅压逻辑式和软关断两种保护功能的IGBT厚膜混合集成驱动模块EXB840，这种型号的电路较好地解决了低饱和压降IGBT的短路保护问题，能满足IGBT对驱动电路的特殊要求，保证IGBT能可靠开通和关断，且电路简单，工作频率高，输入控制信号电流为10mA。以EXB840为核心构成的驱动电路中，驱动模块EXB840的电源为+20V，在模块内部将20V电压变换为+15V和-5V两种电压，供IGBT栅-射极导通时所需正偏电压和关断时所需的负偏压。TL494输出的PWM脉冲从9脚或10脚送至EXB840的15脚。EXB840驱动模块从3脚和1脚输出正，负驱动脉冲至IGBT的栅-射极之间，开通和关断IGBT[14]。第4章TL494在汽车音响供电电源中的应用4.1汽车音响电源简述国内市场上，尽管汽车音响节目源有所扩展，从单一的收音，磁带两用机开展到参加单碟或自动换片的多碟CD机，但对小汽车音响功放来说却根本变化不大，仍为以收音机，磁带机和CD机组成的一体化音响。此类一体化音响，无论生产商标出2*35W还是200W+200W，其实仍为早期的双声道功放，其每声道真正输出有效功率不会大于20W，普通产品不会超过2*6W。最近，国内电子报刊纷纷刊出汽车音响升级的报道，说明有车一族对此并不满足，于是很想了解国外最新汽车音响动向。为此，籍此文向有车一族中的音响发烧友介绍。目前国外汽车音响现状有以下特点。DC变换器重出江湖。之所以说DC变换器“重出江湖〞，是因为上世纪40年代的电子管收音机时代，为了向汽车中的电子管收音机提供高电压供电，曾广泛采用一种“振动子〞变流器，这种变流器的原理是利用机械触点组成双向开关，将12V直流电变换为双向方波，然后通过变压器资脉冲波电压升高，再整流，滤波成为高压直流电，其电路根本原理与现有的晶体管直流变换器是相同的，区别是由机械开关换向，其脉冲频率只是在1KHZ以下，而且频率也较低。这种机械式振动子变换器一直延用到半导体器件相当成熟，即电子管收音机改为晶体管后，才从汽车音响中消失。由于小汽车音响受到12V供电的制约，无论输出功率还是音场效果都难以进一步提高。在此情况下，从上世纪末，欧洲生产的汽车音响中开始采用DC-DC变换器，将12V蓄电池供电变换为±24V-±50V，向汽车音响提供电源。目前DC-DC变换器与机械变流器相比，已今非昔比，其开关频率可达100KHZ以上，效率接近90%。汽车音响供电电源中采用DC-DC变换器，而不采用升压式开关电源，是经过缜密考虑的。现代的晶体管放大器局部仍为AB类放大，其工作电流随信号的波动成正比变化，所以功放实际上构成变动范围极大负载。为了防止功放输出信号产生削顶失真，要求供电电源有足够的能量储藏，当信号峰值瞬间能立即提供较大的电流〔一般PMOP即为对功放瞬间峰值功率的标称〕。显然，也包括了电源瞬间输出电流的能力。开关电源无论采取PWM还是PCM，其能量输出是由脉冲变压器电磁转换形成的，开关管导通时，向脉冲变压器存储磁能，开关管截止时，磁能转换成电能，向负载提供电压。即使负载电流瞬间增大使输出电压下降,稳压控制系统也只能控制开关管在下一个导通周期延长导通时间，待开关管载止后，输出电压上升，以图补偿负载电流增大的影响。但是，音乐的波动是千变万化的，有时大幅度的冲出信号只是瞬间的事，假设信号冲击到来时，开关电源不能及时提供大电流，输出电压必然形成随大信号下降的波形，使信号上冲受限，产生波形失真，等冲击信号过后。PWM电路才输出信号上升，开关电源再降低其输出电压，以使其输出电压稳定。可惜，这一切为时已晚，在此过程中输出信号难免失真，同时也增大了电源纹波脉冲，使放大器的噪声增大。直流变换器那么不同，变换器的开关管始终以设定的脉宽工作，只要开关管有足够的开关电流，它能随时提供其额定功率以内的电压。从此点来说，直流变换器和变压器整流电源没有区别，而且直流变换器的内阻更低，对瞬间大电流的适应性更强。实际上变换器是不用稳压系统的开关电路，任何开关电源除去脉冲调制，取样误差放大局部实质即为直流变换器[15]。根据上述原理，上世纪末，欧洲开始在轿车音响上配置直流变换器，与汽车功放配套。1980年，德国生产的MonacorHPB150汽车功放，配备了12V与±25V直流变换器，输出最大电流可达10到15A，使功放有效输出功率可达2X40W，或BTL接法，使输出功率为150W。另一名为“Jensen〞的汽车功放所配用的变换器，那么可将12V电压变换成双电源±30V/15A的输出可以向四声道的放大器供电，输出4*60W的有效功率其中“MonacorHPB150为最早的产品，其功放变换器采用分立元件组装成自激推挽式变换器，共采用13只三极管，电路较复杂，装调也不方便。此外，由于自激式振荡电路其工作频率随负载电流变化，脉冲干扰抑制也比拟困难。Jensen功率变换器，那么采用传统开关电源它激式驱动器驱动四只MOSFET开关管组成的并联推挽电路，其功放变换器电路如附图所示。该汽车功放中利用MOSFET管作为开关管，可以提高电源变压器的工作效率，有利于抑制脉冲干扰，同时还可以减小电源变压器的体积。变换器的振荡器和控制系统全部集成在IC〔TL494〕内部。TL494原设计为它激式开关电源驱动控制器，内部除含有振荡器，脉宽调制器以外，还有基准电压稳压电路，死区时间控制电路和两组比拟器组成的误差检测电路。TL494在该电路中构成它激式变换器，只利用了其振荡器和驱动电路，用作驱动开关管的脉冲信号源，因而与常规用法有所不用。4.2汽车音响供电电源的组成TL494的辅助电路设计图4-1TL494辅助电路在该电路中，TL494第5，6脚外接时间常数电路〔C3，R5〕，振荡器产生80kHZ的脉冲信号，经TL494内部双稳态触发器控制，变成两路时序不同的驱动脉冲，驱动两组驱动放大器。TL494内部两组驱动级，由第9，10脚输出时序不同的正向脉冲。为了防止在两路脉冲交替处推挽开关管VT1，VT3和VT2，VT4同时导通，TL494的第四脚外接R6，C2，R4设定死区时间。一组驱动脉冲使推挽电路一臂导通后，相隔一死区时间，才发出另一组驱动脉冲，使另一臂导通〔第四脚电压越高，死区时间越长〕。TL494第1，2脚为两组取样放大器的同相和反相输入端，可控制内部比拟器组成的脉宽调制器设定的占空比。在该变换器中，TL494各脚功能及应用如下：第1脚为第一组误差放大器的反相输入端。电路中以R2接地，使之为低电平。第2脚为第一组误差放大器的同相输入端。由R7接入5V基准电压。当第2脚输出高电平时，误差放大器输出端〔第3脚〕输出恒定的低电平，该电平在TL494内部控制比拟器组成的PWM调制器，输出最大脉宽45%，其余5%作死区时间。另外，第2脚外接C为软起动电容，开机瞬间C4充电使第2脚瞬间为低电平，误差放大器输出高电平，随着C4充电电压升高，第2脚电压升高，第3脚电压降低，使PWM比拟器输出脉宽缓增大到额定脉宽，防止开机冲击电流损坏开关管[16]。第3脚为误差放大器输出端，外接R3，C1为防止误差放大器振荡而设。第4脚为死区时间控制端，通过R6，R4从5V基准电压分压得到0.05V死区时间控制电压，使两组驱动脉冲之间有占脉宽5%的间隙。第4脚电平到达0.3V时，驱动脉冲被关断。第5，6脚为振荡频率控制端，外接R5，C3设定振荡器产生约80KHZ的振荡脉冲，徽调R5可使振荡频率为100KHZ。C3，R5与振荡频率的关系为：f(kHZ)=1.2/R(kΩ)C(μF)。第7脚为公共地端。第8，11脚通过外接电阻接至Vcc=12V。第9、10脚输出为两路正极性图腾柱输出脉冲，适合于驱动N沟道MOSFET管。第12脚接输入信号。第13脚与第14脚并联，13脚外接5V高电平时为双端图腾柱输出脉冲，来驱动后面主电路中推挽开关电路。第14脚为内部基准电压精密稳压电路端，输出5V±0.25V的基准电压。主电路的设计图4-2汽车音响供电电源主电路输入端9，10为TL494输出的两组相位相差1800的PWM驱动脉冲，一组驱动脉冲使推挽电路一臂导通后，相隔一死区时间，才发出另一组驱动脉冲，使另一臂导通。当第10端输入前1800驱动脉冲时VT1,VT3导通+12V输入电压经逆变产生矩形波，通过变压器升压，经整流桥整流，并经LC滤波得到30V的直流电。第9端输入后1800驱动脉冲，VT2,VT4导通，同样经过变压器升压，整流桥整流，LC滤波。得到可以供音响工作的30V直流电。因为VT3,VT4需要具有高频的导通截止特性，为了保护VT3,VT4正常工作，分别并联C5，R12和C6，R16；结论从3月份接到课题到现在完成毕业论文，衷心的感谢老师给予了精心的指导和热情的帮助。通过这次毕业设计，我对开关电源技术有了进一步的认识，通过完整的开关电源设计，我摆脱了单纯的理论知识学习状态，和实际设计的结合锻炼了我的综合运用所学的专业根底知识，解决实际工程问题的能力，同时也提高我查阅文献资料、设计手册、设计标准以及电脑制图等其他专业能力水平。在电路的设计中，要根据元器件工作原理，结合实际应用，适当的增加一些保护电路，滤波整流电路以保证电路的正常工作。参考文献[1]辛伊波，陈文清.开关电源根底与应用.西安：西安电子科技大学出版社2023.[2]张占松,蔡薛三.开关电源的原理与设计.北京：电子工业出版社，2001.[3]李宣江.开关电源的设计与应用.西安：西安交通大学出版社，2004.[4]杨素行.模拟电子技术根底〔第三版〕.北京：高等教育出版社，2005.[5]丁道宏，陈东伟.电力电子技术应用〔第四版〕.北京：航空工业出版社，2004[6]林中.电力电子变换技术.重庆：重庆大学出版社，2007.[7]张立.现代电力电子技术.北京：科学出版社，2001.[8]周志敏.开关电源实用技术.北京：人民邮电出版社,2005.[9]李哲英.电子技术及其应用根底.北京：高等教育出版社，2003.[10]王兆安，黄俊.电力电子技术〔第四版〕.北京：机械工业出版社，2000.[11]薛永义,王淑英,何希才.新型电源电路应用实例.北京：电子工业出版社，2000.致谢经过两个多月的学习和努力，我终于完成了本次毕业设计。从开始接到论文题目到论文的完成，每走一步对我来说都是一次新的尝试与挑战。本次毕业设计使我更进一步的掌握了所学相关专业知识，对开关电源有了深刻的认识。本次毕业设计在辛伊波老师的悉心指导下业已完成，在做毕业设计的过程中，辛老师经常关心我们的毕业设计的进程，不管繁忙还是空闲，总是很耐心的为我们解答疑惑，并为我们提供了大量的开关电源相关资料。辛老师严谨的治学精神和深厚的理论水平都使我收益匪浅。衷心的感谢辛老师一直以来对我的热情帮助，感谢李强、张强以及其他同学的热心帮助！是在你们的帮助下完成了大学的最后一次作业，真心的祝愿李强、张强等同学们在以后的学习生活中取得更大的进步！附录汽车音响供电电源电路图外文资料翻译INTELLIGENTCONTROLIntelligenceandintelligentsystemscanbecharacterizedinanumberofwaysandalonganumberofdimensions.Therearecertainattributesofintelligentsystems,commoninmanydefinitions,whichareofparticularinteresttothecontrolcommunity.Inthefollowing,severalalternativedefinitionsandcertainessentialcharacteristicsofintelligentsystemsarefirstdiscussed.Abriefworkingdefinitionofintelligentsystemsthatcapturestheircommoncharacteristicsisthenpresented.Inmoredetail,westartwitharathergeneraldefinitionofintelligentsystems,wediscusslevelsofintelligence,andweexplaintheroleofcontrolinintelligentsystemsandoutlineseveralalternativedefinitions.Wethendiscussadaptationandlearning,autonomyandthenecessityforefficientcomputationalstructuresinintelligentsystems,todealwithcomplexity.Weconcludewithabriefworkingcharacterizationofintelligent(control)systems.Westartwithageneralcharacterizationofintelligentsystems:Anintelligentsystemhastheabilitytoactappropriatelyinanuncertainenvironment,whereanappropriateactionisthatwhichincreasestheprobabilityofsuccess,andsuccessistheachievementofbehavioralsubgoalsthatsupportthesystem’sultimategoal.Inorderforaman-madeintelligentsystemtoactappropriately,itmayemulatefunctionsoflivingcreaturesandultimatelyhumanmentalfaculties.Anintelligentsystemcanbecharacterizedalonganumberofdimensions.Therearedegreesorlevelsofintelligencethatcanbemeasuredalongthevariousdimensionsofintelligence.Ataminimum,intelligencerequirestheabilitytosensetheenvironment,tomakedecisionsandtocontrolaction.Higherlevelsofintelligencemayincludetheabilitytorecognizeobjectsandevents,torepresentknowledgeinaworldmodel,andtoreasonaboutandplanforthefuture.Inadvancedforms,intelligenceprovidesthecapacitytoperceiveandunderstand,tochoosewisely,andtoactsuccessfullyunderalargevarietyofcircumstancessoastosurviveandprosperinacomplexandoftenhostileenvironment.Intelligencecanbeobservedtogrowandevolve,boththroughgrowthincomputationalpowerandthroughaccumulationofknowledgeofhowtosense,decideandactinacomplexandchangingworld.Theabovecharacterizationofanintelligentsystemisrathergeneral.Accordingtothis,agreatnumberofsystemscanbeconsideredintelligent.Infact,accordingtothisdefinition,evenathermostatmaybeconsideredtobeanintelligentsystem,althoughoflowlevelofintelligence.Itiscommon,however,tocallasystemintelligentwheninfactithasaratherhighlevelofintelligence.Thereexistanumberofalternativebutrelateddefinitionsofintelligentsystemsandinthefollowingwementionseveral.Theyprovidealternative,butrelatedcharacterizationsofintelligentsystemswithemphasisonsystemswithhighdegreesofintelligence.Thefollowingdefinitionemphasizesthefactthatthesysteminquestionprocessesinformation,anditfocusesonman-madesystemsandintelligentmachines:A.Machineintelligenceistheprocessofanalyzing,organizingandconvertingdataintoknowledge;where(machine)knowledgeisdefinedtobethestructuredinformationacquiredandappliedtoremoveignoranceoruncertaintyaboutaspecifictaskpertainingtotheintelligentmachine.Thisdefinitionleadstotheprincipleofincreasingprecisionwithdecreasingntelligence,whichclaimsthat:applyingmachineintelligencetoadatabasegeneratesaflowofknowledge,lendingananalyticformtofacilitatemodelingoftheprocess.Next,anintelligentsystemischaracterizedbyitsabilitytodynamicallyassignsubgoalsandcontrolactionsinaninternalorautonomousfashion:B.Manyadaptiveorlearningcontrolsystemscanbethoughtofasdesigningacontrollawtomeetwell-definedcontrolobjectives.Thisactivityrepresentsthesystem’sattempttoorganizeororderits“knowledge〞ofitsowndynamicalbehavior,sotomeetacontrolobjective.Theorganizationofknowledgecanbeseenasoneimportantattributeofintelligence.Ifthisorganizationisdoneautonomouslybythesystem,thenintelligencebecomesapropertyo