基于dsp的无刷直流电机反电势过零点控制

基于dsp的无刷直流电机反电势过零点控制

0电机转速信号检测电路如何获取无刷动力的精确旋转信号以实现对其旋转的高精度控制，满足无刷动力服务系统日益数字化发展的需要，已成为无刷动力应用的突出问题之一。反电势法是近年来研究较多的1种方法。它通过检测电机运行过程中断开相绕组的反电势过零时刻来确定转子位置,从而驱动换相电路实现电流换相,同时也能获得电机的精确转速信号。反电势波形信号严格地反映无刷直流电机转子的磁极位置,而且反电势波形信号的检测不会对电机本身的运行造成影响。但这种方法仍然存在一些问题,其一是由于在电机转子静止和低速运行阶段,定子绕组根本不存在反电势或者反电势信号十分微弱,导致检测电路很难检测到有效的反电势过零点;还有就是在电机调速过程中,用于控制逆变器开关的高频PWM脉宽调制会给反电势波形引入很大的噪声干扰。针对这2个问题,目前普遍的解决方法是利用三段式起动法和滤波移相电路。但三段式起动法中存在如何确定绕组电压和外加换相频率的匹配以及加速过程的控制问题;再者,滤波移相电路的移相角随梯形波频率不同而变化,势必会对电机运行速度造成影响。在总结上述研究方法以及所存在问题的基础上,本文提出了1种基于TMS320LF2812型号DSP芯片的全新控制方法,控制电机由零转速逐渐加速至合适转速,从而使电机能够顺利实现由反电势过零时刻来控制的自同步运转,并设计了1种滤波电路,其相频特性可以适应电机的大幅度转速变化,从而控制电机在足够大的转速范围内稳定运行。1电机换相时电机的换相本设计系统三相电机,采用的导通方式是二二导通、三相六状态的120°导通方式。当转子转动时,会在定子的每相线圈绕组当中形成1个电动势,称之为反电动势。当绕组反电动势处在平顶部分时,恰好是该绕组导通的时候;当绕组反电势处于斜线部分时,该绕组悬空不导通,所以当某相绕组反电势过零点之后再过30°电弧度角,就是该相的导通时刻。应用这个结论,就可以通过检测电机的反电势过零点从而确定电机的换相时刻。研究表明,无刷直流电机的反电动势过零点是1个很好的检测电机转子磁极位置的信号,可以严格地反映无刷直流电机转子磁极的位置。2外同步运转原则由以上分析可以看出,无刷直流电机定子绕组中的反电动势只有在电机转动的时候才会产生,因而电机由静止状态起动的过程当中,不能用反电势法来获得转子的位置信息。为了克服此问题,目前较常用的是三段式起动法。所谓三段式起动,是指电机通过预定位、外同步运转2个阶段后最终进入自同步运转阶段。理论上说,无刷直流电机转子在静止时刻其位置是不可知的,所以应该使电机转子位于1个可预知的位置。这可以通过预定位来实现,即通过导通定子绕组的某2相,并持续一定时间,这时,在电机内部的气隙当中产生1个方向固定的磁场,在此磁场的作用下,转子将会被定位到1个可知的位置。为了克服磁场死点,可以采用2次定位法,即在第一次定位的基础上,接着再导通下一个扇区(即六状态当中的1个状态),这样,无论第一次定位成功与否,第二次定位一定会成功。当电机定位完成之后,便进入外同步运转阶段。所谓外同步运转,就是指不关心转子运行过程当中的具体位置,而是根据电机的V-f曲线,大致确定多大的电压对应电机多大的转速,使电机由慢到快逐渐起动起来,直到能检测到正确的反电势过零点为止。所用电机参数为:额定电压24V,额定功率80W,额定转速8000r/min,额定电流6.2A,极对数p=5。在本实验中,采用EVA模块的PWM1-6六路PWM波来控制6个MOSFET管的通断,通过EVA模块的通用定时器T2来确定每个状态的保持时间。通过实验,在最低电压为0.7V的时候,电机可以起动,此时电机转速为240r/min,但是此时反电势的波形不是很理想。在此转速运行一定时间后,电机加速,通过定时器中断,改变PWM波形的占空比,并确定每个状态的持续时间,从而确定逆变器电路的换相频率。实验证明,当电机转速达到900r/min时,通过检测定子绕组的端电压,反电势波形呈现明显的梯形波,如图1所示,图中每格代表10ms:当电机的转子绕组当中有明显的梯形波反电动势出现时,便可以通过滤波检测电路检测到反电势过零点,从而为电机进入最后1个阶段——自同步运行阶段做好了准备。3反电动势检测电路由图3可见,绕组的端电压反电势梯形波存在明显的高频噪声和直流分量,高频噪声是由于高频的PWM斩波形成的,而直流分量是由于星形连接的中性点电压形成的。在本实验当中,采用的PWM调制频率是5kHz,而电机转动的频率数量级从十几Hz到几百Hz,因此,反电势位置检测电路的滤波功能应该是虑除5kHz的高频分量和直流分量,保留数量级在十几Hz和几百Hz的梯形波分量。结合国内外的一些研究和本实验的具体情况,在本系统当中采用的反电势位置检测电路如图2所示。其中,R1和R2主要用于分压,因为端电压值比较高。C1跟前边的电阻结合起来,组成低通滤波电路,主要用于虑除高频信号,同时要求低频信号可以通过,因此C1的值不宜太高;后边的C2和R3主要用于隔直,相当于高通滤波,但截至频率非常小,因此应该选用大电容和大电阻;接下来的R4,C3和C4主要用于移相,通过前面反电动势法原理的分析可以知道,在每相的反电动势过零点之后再过30o电度角就是该相应该的导通时刻,即为一个换相点,所以,结合实际应用,本电路设计成移相30o角,这样,当此电路检测到反电势过零点时,实际绕组中的反电动势信号恰好处于换相点,DSP芯片的捕获单元可以根据捕获到的此信号直接进行换相。后边的电容在满足滤波要求的前提下,可以起到参数调节的作用;R5是模拟负载。得到梯形波信号后,将该梯形波与参考电平做比较,高于参考电平的时刻为正,低于参考电平的时刻为负,则所得到信号的跳变沿就是反电动势的过零点时刻。参考电平的选择可以通过三相电阻模拟获得,电平的比较可以采用比较器或是运算放大器,本系统采用的是运放,型号LM224N。得到的比较输出信号再经过光电耦合器件进行电平隔离,便可以输入给DSP芯片,作为捕获单元的捕获信号使用。4dsp捕获单元信号的信号转换下面是对该电路图进行软件仿真的情况。输入频率为2500Hz,值为24V的PWM调制波后,得到的仿真输出波形如图3所示。可见,系统在3s之后,达到稳定的输出,并且幅值已经缩小为-5mV左右,完全符合下一步的信号处理要求。信号经过上述电路的滤波后,得到的滤波波形如图4所示。下面是经过比较器和光电耦合器件之后,所得到的用于输送给DSP捕获单元的信号波形。当转速为900r/min时为图5。可见,系统可以在很大范围内满足设计要求。仿真结果现实,该系统的最高速度可以达到每分钟上万转,在转速很高时,可以适当加入软件延时以调节移相效果。5实验结果检测本文对无位