高速mosfe作开关的亚微秒强流刚管调制器技术

高速mosfe作开关的亚微秒强流刚管调制器技术

0固相脉冲梯形波的固定发展在传统的微电池亚微波强流短脉冲中，重氢门流管用作开关，传输管作为储存元件。随着电子技术的发展和大型、高工程频率和低能耗开关装置的出现，如高速mosfi和igit作为开关装置的新型固体调制器逐渐取代了传统的线性调制器。采用完整的固态电阻器，提高效率高，体积小，重量轻，可靠性好，寿命长，军机设备数量可降至1.2.1.3。国外长期以来，他们一直在研究固体调制器及其相关技术。slac的研究人员在1-tev-slac正负电子碰撞机项目中使用固体调制器为8个速度调制器提供脉冲输出，完成了样品的制造，并向4个速度调制器提供了脉冲输出的功能。日本直接对冲突机jcl也采用了固体调制器，这与slac方案略有不同。2002年，样品的制造完成。近几年来,国内部分单位的研究人员也开展了这方面的研究.对基于MOSFET的亚微秒固态调制器关键技术开始试验研究,获得了重复频率为24kHz、脉冲上升时间为20ns、平顶为70ns的脉冲波形,输出的最高脉冲电压为12kV(最大脉冲电流200A)的固态调制器试验装置.据报道,该波形的试验电压350V并接有1μH左右的负载(冲击磁铁),5.1Ω的匹配电阻,0.1Ω的测量取样电阻.由于试验电路的结构松散,整个脉冲的前后沿、平顶都较差,并存有很大的反向过冲.这可能是由于分布电感较大造成的.因此,有必要进一步改善电路结构,继续进行固态调制器原理电路的试验研究,逐步了解并掌握获得高品质亚微秒脉冲梯形波的关键技术.1亚微秒固体调制器的设计理念1.1功率脉冲调制电路为了产生较快的上升与下降沿、较好平顶的亚微秒短脉冲,试验装置采用了高速MOSFET作开关,电容器作为储能器件,其基本原理图如图1所示.图1中C为储能电容器,L为电路分布电感的等效电感,R为电路的电阻(包括分布电阻、负载电阻等),K为开关,E为充电电源.这种调制器电路产生梯形脉冲的原理,基本上是利用MOSFET的驱动脉宽来调制功率脉冲的宽度.假定初始充电电压为V0,忽略电路的分布电感作用时,当电容充电电压为V0时开关闭合,结合初始条件,此电路方程的解为I=V0Re−tRC≈V0R(1−tRC+t22R2C2−t36R3C3).(1)Ι=V0Re-tRC≈V0R(1-tRC+t22R2C2-t36R3C3).(1)可见流过负载的电流是呈指数衰减的,指数衰减函数的衰减过程与时间常数有关.如果衰减常数很大,在初始时刻后的很短时间内电流函数基本上是一个常数.因此可以设想,在t≪RC的很短时间内将函数截断,那么函数将是一个近似的矩形脉冲函数.由于开关器件本身存在电流上升与关断时间,放电回路有分布参数,最终获得的脉冲是有一定的上升与下降沿的梯形波,图2为对其中的2种情况的模拟计算.图2中考虑了开关的开启与关断时间和电路的分布参数,并设开启与关断的时间都为30ns.不难看出,图2中(a)与(b)相比,RC的比值为2,(a)中平顶下降要小一些.1.2管调制器阵列叠加结构的设计为了在常规的供电电压下获得高压或强流脉冲,试验中采用类似于直线感应加速器获得强电场的感应叠加原理.这样,在常规的供电电压下,通过输出脉冲变压器的电压感应串联叠加,在负载上即可获得高压或强流脉冲.感应串联叠加原理如图3所示.感应叠加型输出方式折算到原边的分布电感比较小.如果刚管调制器阵列的副边分布电感(含耦合变压器漏感)为L1,则n个单元的刚管调制器阵列折算到原边的总分布电感为L1/n,显然,这对于减小脉冲的前后沿是很有利的.由于感应叠加型输出方式流过各单元MOSFET的电流等于负载上的电流,因此要求MOSFET有很大的通态电流负载能力.假定单元调制器的原边输出电压为V0,输出电流为I0,负载的电压为V1,电流为I1,V1=nV0,原边和副边的总功率分别为P0=nV0I0‚(2)P1=V21/R=n2V20/R.(3)Ρ0=nV0Ι0‚(2)Ρ1=V12/R=n2V02/R.(3)忽略变压器损耗等因素,则有P0=P1‚(4)Ρ0=Ρ1‚(4)即nV0I0=n2V20/R.(5)nV0Ι0=n2V02/R.(5)以I1=nV0/R代入,则有I0=I1.(6)Ι0=Ι1.(6)为了弥补MOSFET通态电流不大的缺点,各单元调制器可以设计成多开关并联的方式.通常称此为阵列式感应叠加结构.1.3优化系统结构,减轻连续线性分布电弧分布参数对脉冲调制器的输出无疑是有影响的.电路中的分布参数种类很多,如分布电感、电容、电阻等.对于上升和下降沿要求不是很严格的宽脉冲,这些分布参数的影响或许可以忽略,然而,当脉宽很窄而且对上升和下降沿要求很严格时,有些分布参数将不得不予以考虑.在这些分布参数中,对脉冲平顶、上升和下降沿影响较大的是分布电感.由于分布电感的存在,脉冲的前沿后沿都增大了,其结果使一个有折点的梯形波变成一个前后沿都有一定弧度的近似梯形波,脉冲产生畸变,严重时还会出现较大反向过冲振荡.分布电感包括连线分布电感和开关导通电感等,开关导通电感与开关的制造工艺有关,采用一般方法难以将其降低,因此通过优化系统结构减小连线分布电感几乎是减小分布电感的惟一途径.为了减小连线分布电感,将试验系统的结构安排得比较紧凑(参见图4照片),除供电电源和负载连线外,整个脉冲形成印刷电路板围绕感应变压器安装.由此可以最大限度地减小由于布局不合理增大的分布电感.2电流脉冲波形我们对感应叠加方式的MOSFET的亚微秒脉冲固态调制器的可行性进行了新一轮原理性试验.系统暂时设计成由2级串联叠加,为了分摊电流和减小输出阻抗,每级又由6个调制器单元构成.这种结构有一个优点,即当某一单元出现故障后,整个系统的工作不至于受到较大的影响.系统安装后进行了实验,实验选用的测量仪器为HP-54111D示波器或TEK的TDS3034B,电流脉冲取样采用PEARSONCURRENTMONITOR的MODE2878.图5是2×6个MOSFET单元调制电路阵列感应叠加,由变压器向假负载(约25Ω)输出的电流脉冲波形:图5(a)的充电电压为150V,前沿20ns,平顶80ns(13A);图5(b)的充电电压为450V,前沿25ns﹑平顶70ns(40A).比较两图可知,输出电流强度变大时,脉冲前沿变缓.分析认为,这可能是输出电流脉冲强度增大时,分布电感主要是开关的导通电感随之增大,从而影响脉冲前沿的上升速度.如果要得到更大的电流,则应相应增加每一级调制器上并联的单元MOSFET调制器的个数,这样电流将在每个单元MOSFET调制器上均分,以降低分布电感的影响.图6是2×3个MOSFET单元调制电路阵列感应叠加,由变压器向具有匹配负载电阻52Ω的冲击磁铁励磁线圈输出的电流脉冲波形,前沿44ns、平顶32ns.图6(a)的充电电压为200V,平顶电流6.3A;图6(b)的充电电压为600V,平顶电流10A.由于匹配电阻增大了一倍,每一级并联的单元调制器也减少了一倍,输出电流脉冲幅度有较大的减小.由于固态调制器输出脉冲的宽度主要取决于MOSFET启动和关断的时间,两种不同条件下输出脉冲的半高宽基本上是一致的.图6波形也说明了冲击磁铁具有较大的电感值,使得输出电流脉冲的前后沿变差.如前所述,增加参与感应叠加单元调制器的级数和每一级的并联调制电路,会有助于改善输出电流脉冲的前后沿.所用的国产铁氧体有足够宽的频谱特性,基本可以用以制作亚微秒脉宽的冲击磁铁.目前原理性试验用小型两级MOSFET感应叠加调制器,其触发信号采用CPLD电路生成,重复工作频率可以在25kHz以下通过软件调变.图7给出了重复工作频率在182Hz和2.93kHz两张波形图.脉冲的不同方向是由于PEARSON线圈反接后引起的.3亚微秒脉冲的计算根据目前的小型MOSFET固态调制器试验研究,基本上了解到采用MOSFET固态调制器单元电路的串并联技术,通过感应叠加变压器的副边可以向国产铁氧体冲击磁铁励磁线圈输出亚微秒脉宽的高压电流脉冲.在小型MOSFET固态调制器(2×6个单元阵列感应叠加)试验研究中,充电电