一种多电平变换器的脉宽调制方法

一种多电平变换器的脉宽调制方法

0级联型多电平变换器的基本工作原理近年来，多永平变换器引起了人们的注意。其优点是：1）开关管的电压补偿较低。2）输出波形多，输出波形质量好，输出波形波形减少。3）开关的频率可以降低。4）电压变化率低，有利于减少电磁干燥（e）。多电平变换器的拓扑结构主要有二极管钳位型、飞跨电容型和级联型3类。随着电平数的增加,二极管钳位型逆变器需要大量的钳位二极管,同时需要保证分压电容均分输入电压。而飞跨电容型逆变器需要大量的飞跨电容,并需对其电压进行控制。级联型逆变器不存在上述问题,并且具有易于模块化和相电压冗余等特点,因此广泛应用于高电压的电动机驱动、大功率电源、大功率有源电力滤波等场合。图1为N电平级联型多电平变换器的拓扑结构。多电平变换器的脉宽调制(pulsewidthmodulation,PWM)方法是多电平变换器研究中的关键问题,与多电平变换器的拓扑结构密切相关,不仅决定输出电压波形的质量,也对减少系统开关损耗和提高系统效率具有重要作用。目前级联型多电平逆变器的调制方法主要有3类:1)特定谐波消除脉宽调制法(selectiveharmoniceliminationPWM,SHEPWM),一般通过预先计算开关角来消除谐波;2)SPWM法,分为载波空间排列(carrierdisposition,CD)SPWM法和载波相移(carrierphase-shifted,CPS)SPWM法;3)空间矢量调制法(spacevectorPWM,SVPWM)。各种调制方法具有各自不同的基波幅值和谐波特性。本文提出了一种新型PWM方法,将一个三角载波信号与多个梯形波调制信号进行规则对称采样。通过对5电平和13电平级联型多电平变换器进行仿真研究,证明了这种PWM控制方法在输出电压基波幅值和谐波特性方面的良好性能。1楼梯波王家法1.1gm脉冲信号的增强本文提出的调制方法基于单极性PWM。将若干具有相同幅值(Am)、相同频率(fm)的梯形调制波mu(t)与同一载波c(t)进行比较,载波信号为一串频率为fc、幅值为Ac的三角波。如图2所示,a为三角载波信号,b、c、d、e为梯形波调制信号。调制波和载波之间的交点确定了PWM脉冲信号的占空比,而且调制波的数量必须等于级联型多电平变换器功率单元的数量M。级联型多电平变换器输出电平数N与其功率单元数M的关系为调制系数mi和调制比mf分别为以5电平级联型多电平变换器为例,采用梯形波调制法,如图3所示,其中调制系数mi=0.8。输出电平数N=5,则M=2,即需要2个梯形调制波m1(t)和m2(t)与三角载波c(t)相比较进行调制。当m1(t)高于c(t)时产生PWM脉冲信号U1;当m2(t)高于c(t)时产生PWM脉冲信号U2。总输出电压Uout为U1与U2分别控制的功率单元输出电压之和,如图3(d)所示。1.2低次谐波含量的影响梯形调制波由斜边和水平边2条线段组成,而梯形波的形状仅取决于其边坡角α的大小,α的大小不同,梯形波的形状也随之改变,如图4所示。对于α在0°~90°内变化的梯形波,运用傅里叶分析计算其谐波幅值。假设波形1/4周期对称,则可得到奇数次的正弦项。因此,正弦项的傅里叶系数为式中n为谐波次数,梯形波幅值为将式(5)带入式(4)中,可得化简可得由式(7)可知,梯形波的谐波含量受其边坡角α影响。图5给出了基波及部分低次谐波与α的关系。当α趋近于0°时其谐波含量最大,趋近于90°时其谐波含量最小,然而当α趋近于90°时其输出的基波幅值也会相应减小,因此,选择合适的α是梯形波PWM方法的关键。由图5可知,当α=36°时,基波减小幅度不大,其低次谐波含量除3次以外均很小,而在三相系统中,当调制比mf取奇数时,3的倍数次谐波对输出电压波形不会产生影响。因此,在α=36°的条件下,梯形波PWM方法无论是输出的基波幅值还是谐波含量都比较好。2模拟研究2.1常用的多电平变换器仿真研究本文在Matlab/Simulink环境下,分别采用载波同相层叠PWM(phasedispositionPWM,PDPWM)、载波移相PWM(phaseshiftPWM,PSPWM)和梯形波PWM(triangularPWM,TPWM)进行调制,对由上述3种方式调制的5电平与13电平级联型多电平变换器进行仿真研究,分别比较输出电压基波幅值和谐波特性,其中取梯形波边坡角α=36°。2.25不同调制法输出电压基波对比取各逆变单元直流侧电压为10V,H桥级联数M=2,载波频率fc=3kHz,幅值调制比mi=0.9。各种调制法的输出电压和输出电压基波如图6∼8所示。对比3种方法输出电压的基波幅值可以看出,采用TPWM得到的输出电压的基波幅值接近15V,明显高于其他2种调制方法。由此可见,采用TPWM能得到更高的基波幅值。2.31种方法的比较采用PDPWM和TPWM法时,取H桥级联数M=6,载波频率fc=3kHz,幅值调制比mi=0.9;采用PSPWM法时,要实现相电压的13电平输出,取H桥级联数M=12,载波频率fc=3kHz,幅值调制比mi=0.9。各种调制方法的相电压、线电压仿真波形及20kHz以内的谐波分析频谱如图9∼11所示。由仿真结果可知,PDPWM方法产生的线电压谐波含量最少,仅为5.54%,但其相电压中含有幅值较高的低次谐波,而且谐波畸变率也比较高,为10.27%,而采用PSPWM方法时则不存在这些问题。比较各种方式下高次谐波的分量可以发现,采用PSPWM方法的高次谐波分量较大。TPWM方法产生的线电压谐波畸变率为6.99%,与PSPWM方法相差不大,而其相电压的谐波畸变率为8.15%,是3种方法中最好的,与PDPWM方法相比,其相电压谐波含量减少的幅度很大,而且很好地解决了PSPWM方法下高次谐波分量较大的问题。3种方法的电压总谐波畸变率比较如表1所示,综合考虑可知,采用TPWM方法时