一种三状态直接功率控制策略

一种三状态直接功率控制策略

1控制策略的发展随着能源电子技术和数字数据处理技术的发展，基于脉宽调节（pm）技术的各种变流装置在工业领域得到了广泛应用。PWM整流器具有网侧电流正弦、单位功率因数和方便实现能量的双向流动等优点,真正实现了电能的“绿色变换”。以正弦波电流为目标的各种控制结构和控制算法也被提出。20世纪90年代初,TokuoOhnishi提出一种将瞬时有功功率、无功功率概念用于PWM变换器的控制策略,随后ToshihikoNoguchi等学者进行了研究并取得了进展,提出了直接功率控制(DPC)策略。该方法具有算法结构简单、功率因数高、THD低和良好的动态性能等优点。传统的DPC策略采用功率内环、电压外环的控制结构,将给定与实际的有功、无功功率相比较,通过查询开关表选择电压矢量,来控制PWM整流器的开关状态。由于引入大量零矢量,受到使用一个开关表同时调节有功和无功解耦能力的限制,导致传统DPC策略的网侧电流仍然具有较高的谐波含量,且在每个周期内存在一段时间的无功失控区域。为了改善DPC策略的性能,许多学者进行了研究,提出了各种改进算法和双开关表结构。文献采用无交流电压传感器的拓扑结构,提高了系统的鲁棒性,但没有改进DPC策略的核心开关表;文献提出了双开关表结构,提高了系统的动态特性,但所采用的双开关表结构的实质是单独控制有功功率和无功功率,导致系统稳态性能欠佳。本文在分析DPC系统的各种改进方案基础上,基于双开关表结构的思想,提出了一种新型三状态DPC策略。该策略通过增加一个标示有功功率、无功功率状态的变量来细分开关表,优化了对有功和无功功率的控制,仿真和实验结果表明了该算法具有良好的动静态特性。2采用vmm全流器模型和瞬时功率理论2.1基尔霍夫滤波器三相电压型PWM整流器主电路结构如图1所示。图中,Ua、Ub、Uc为对称三相电源电压;ia、ib、ic为流入整流器的三相电流;R、L分别为滤波电抗器的电阻和电感;Ura、Urb、Urc为输入整流器的三相离散电压信号;C为滤波电容;RL为负载电阻;Udc为直流侧电压;iL为负载电流;Si(i=a、b、c)为表征开关器件状态的函数,可以表示为在交流侧运用基尔霍夫电压定律可得式中,UON为ON点之间的电压。式(2)可简写成在直流侧运用基尔霍夫电流定律可得式中,idc=Saia+Sbib+Scic。式(4)与式(5)构成了PWM整流器在abc坐标系的数学模型。2.2旋转电流矢量i定义三相电压和电流的瞬时值分别为ua、ub、uc和ia、ib、ic,电压和电流分别构成旋转电压矢量u和旋转电流矢量i,两个矢量之间的夹角为θ。定义电流矢量i投影在电压矢量u上的分量为有功分量ip,投影在u法线方向上的分量为无功分量iq。瞬时有功功率和无功功率分别为根据上述定义和计算,在DPC系统中对电压和电流采样,实时计算PWM整流器上传递的有功和无功功率,为DPC策略的实现奠定了理论基础。3直接功率控制的三个单元的原理3.1直流侧小扰动、中功率大变化的控制策略结合三相PWM整流器数学模型搭建如图2所示的控制系统。在交流侧,采用霍尔传感器采集两相电压和电流信号,实时计算输入整流器的有功功率P和无功功率Q。通过三相电压信号的正负和相互之间的大小关系判断空间电压矢量所处的扇区号Sr(r=0~12),如图3所示。直流侧采用电压外环、功率内环的结构。有功功率给定为Pref,电压外环起到快速跟随电压给定Ud*c的作用。为了实现三相PWM整流器单位功率因数控制,无功功率的给定Qref为零。通过比较P、Q和Pref、Qref产生有功和无功的功率状态变量Sp和Sq,此处有别于传统DPC系统的滞环比较的定义方式。将Sp和Sq重新定义成三状态的变量式中,Hp和Hq分别为有功、无功功率偏移给定值的限幅宽度。将Sp和Sq以及Sr信号送入开关表,得到PWM整流器的开关信号。3.2ur时.ur-pcr的数学模型根据上面的分析可知,三状态DPC系统的核心在于开关表的构建,将式(4)两边积分并忽略电阻的影响得因此,构建开关表的关键是选择合适的电压矢量Ur,由其调节电流矢量逼近给定值。Ur的选择可以根据PWM整流器开关信号Sa、Sb、Sc的取值,SaSbSc=000~111对应于Ur(r=0~7),即U0(000),U1(100),U2(110),U3(010),U4(011),U5(001),U6(101),U7(111),其中U0和U7为零矢量,电压电流矢量和扇区编号的空间矢量图如图4所示。在图4中,设电压矢量U在S1扇区。为了实现单位功率因数控制,给定电流矢量I与U同相位,其幅值取决于有功功率给定Pref。根据上一节对Sp、Sq的三状态定义,将实际电流矢量所处的位置划分为图4所示的9个区域。如果实际的电流矢量处于最中间的区域(Sp=Sq=0),说明有功和无功都较好的跟随了给定,无需进行调节。现取I1和I2所处的位置分析Ur选取的原则。I1代表Sp和Sq中有一个为零,这时只需调节功率状态变量不为零的量,I1(Sp=1,Sq=0)表示需要调节的是有功功率。根据式(9)和图4可知,选择U4能使I1沿着U-U4的方向逼近I,且在这一过程中对无功功率影响很小。I2(Sp=-1,Sq=-1)所处的位置代表Sp和Sq都不为零的情况,此时需要同时调节有功和无功功率。选择U1使I2沿着U-U1方向逼近I,使I2的有功和无功分量都得到了有效调节。因此,开关表在Sp=1,Sq=0,Sr=1的位置上选择U4(011),而在Sp=-1,Sq=-1,Sr=1的位置上选择U1(100)。按照上述选择Ur的思路,得到三状态DPC策略开关表见下表。4在三个状态下，直接功率控制策略的模拟和实验4.1a、bc两相线电压仿真按图3所示结构,在Matlab/Simulink环境下搭建仿真模型,系统参数如下:负载电阻初始值为RL=22Ω,由5个110Ω电阻并联得到,负载突变后切去两个电阻,LR′=110/3Ω;滤波电感L=7mH;滤波电容C=3000μF;电流内环PI调节器比例常数Kp=0.8,积分常数Ki=0.2;Hp=4W;Hq=4var。仿真结果如图5所示。由图可知,网侧A相电流波形接近正弦。图5a所示为BC相线电压与A相电流,A相电流超前BC相线电压90°。整流器输入的有功和无功功率实现了解耦,无功功率基本为零,实现了单位功率因数控制,直流侧电压稳定,负载突变后系统能够迅速跟随,电压电流超调较小,减小了对电网和直流侧电容的冲击。4.2控制策略实验结果按照图3和前表所示的结构和参数搭建实验平台,选用功率MOSFETIRF360构成三相PWM整流器主电路,主控制器采用TI公司的数字信号处理器TMS320F2812,系统其余参数与仿真参数一致。三状态DPC策略实验波形如图6所示,与图5的仿真结果相吻合,证明了控制策略的可行性和有效性。所研究系统采用三相三线制隔离变压器,图6a给出了A相电流和BC相线电压的波形,电流相位超前电压90°,从图中可以清晰地看出电流的过零点与电压的峰值相对应,说明系统运行在单位功率因数。图6b给出了负载突变瞬间A相电流的动态响应,由图可知电流响应迅速,过渡平稳,几乎没有超调。直流母线电压负载抗扰动波形如图6d所示,负载突变时电压环跟踪及时,超调量小。5dpc系统结构针对传统DPC系统有功功率、无功功率控制解耦不充分的问题,本文提出了一种新的功率状态变量定义方式,以此为基础给出了三状态DPC控制策略,构建了三状态DPC系统结构,给出了开关表的构成方法。所建立的DPC控制系统既能在稳态时同