单相三电平整流器控制策略分析

单相三电平整流器控制策略分析

0“和谐号”交流动车组整流器结构电力式pm整流器一直是交流传动控制系统不可或缺的环节。目前，我国的交流传输电气机车普遍采用两种平方速度结构的vm整流器。自2007年4月18日铁路第六次提速以来,采用三电平拓扑结构的“和谐号”交流传动高速动车组已在我国铁路旅客运输中发挥重要作用。“和谐号”动车组的整流器为三电平NPC结构,与传统的两电平PWM整流器相比,它有众多优点:主管耐压降低一半;在相同开关频率及控制方式下,其输出电压和电流中的谐波含量远小于两电平变流器;输入侧电流波形即使在开关频率较低时也能保持一定的正弦度等等。本文主要以单相三电平NPC型PWM整流器为研究对象,从分析其主电路拓扑结构出发,介绍单相三电平整流器的几种常用控制策略。解决三电平NPC型整流器中点平衡问题时,在分析中点电位滞环控制法原理之后,引入一种电压前馈的直流侧电容电压平衡方法。1次侧回路的等效IGBT器件构成的单相三电平PWM整流器拓扑结构如图1(a)所示。8个IGBT器件构成两组对称的桥臂。C1和C2为直流侧支撑电容。两组桥臂各带2个钳位二极管,通过控制IGBT的通断,主电路可等效为图1(b)所示电路,其中桥臂A、B等效为开关SA、SB。SA和SB都具有1、0、-1三种状态,分别对应。因为A、B两组桥臂有32=9种开关组合,所以整流器的主电路相应有9种工作模式。无论是单相三电平还是单相两电平PWM整流器,它们的二次侧回路都等效为图2所示。其中L和R分别对应二次侧电感和电阻,UN为变压器二次侧电压矢量,IN为变压器二次侧电流的基波矢量,Uab为调制电压的基波矢量。二次侧交流电路的矢量电压方程式为:UN和L为已知量,控制IN的幅值和相位,使之与输入电压UN同相(或反相),即功率因数为±1,也就控制了Uab的幅值和相位。因此方程(1)是高功率因数整流器实现的基本公式。牵引工况下,PWM整流器不管采用什么样的控制策略,稳态时方程(1)中的矢量要满足图3所示的矢量图(忽略网侧漏电阻)。2单-三媒流处理器的控制策略2.1控制器的设计双闭环控制的原理是基于控制过程中保持矢量UL与UN的正交,就可保证电网的基波功率因数等于1。以Ud给定值与反馈值之差作为电压调节器的输入,以UN与IN的相位差角φ的给定值与反馈值之差作为相位调节器的输入,2个调节器的输出经PWM调制对矢量Uab进行控制,达到稳定Ud和保证φ=0的目的,从而实现电压、相位双闭环控制。矢量Uab的计算值,图4为双闭环控制原理框图。双闭环控制策略稳定性高,容易控制电流的上下限,实现保护比较容易,但它的缺点也非常明显。由控制矢量图(图3)可知,UN与IN同相是建立在准确定位的基础上的,其中s*是Ud环PI调节器的输出(由图4可知)。通常,Ud环PI调节器的输出是作为网侧电流iN*(t)的幅值,根据功率平衡原理,Ud与iN*(t)间存在线性关系,此时调节器的PI参数容易整定;而Ud和s*并不存在线性关系,这就导致Ud环的PI调节器很难准确定位s*的大小。因此双闭环控制最大的缺点在于UN与IN同相困难。2.2功率场时在功率固定开关频率的电流控制是对滞环电流(HCC)控制的改进,其控制原理图如图5所示。HCC的控制原理非常简单,在小功率整流器的使用中非常普遍,但它对器件的开关频率要求非常高,在大功率场合显然不适宜。固定开关频率的电流控制原理同样简单,它是基于电流瞬时值反馈控制模式,将电流给定信号与检测到的实际电流信号比较后作为PI调节器的输入,再将PI调节器的输出与固定开关频率的三角载波比较。其控制框图见图5。该方法控制机理清晰,算法简单,但是存在以下缺点:(1)开关频率比较低时,网侧电流容易产生直流偏置,直流偏置过大将导致系统崩溃。(2)整流器的控制完全由PI调节器支撑,这不利于控制性能的优化。同时PI调节器负担重,响应速度不够快。(3)PI调节器的参数对系统控制性能的影响过大。2.3spwm信号预测预测电流控制法以采样电流的当前值与下一采样时刻的预测值进行比较,求出使电流误差最小的控制电压,这样下一采样时刻的电流以最优特性跟踪当前时刻的参考电流。由图2可以得到PWM整流器的瞬态工作方程:在一个控制周期Tc内,对式(2)进行周期平均,得到其中“AV”表示从tk到tk+1一个控制周期的平均值,假设PWM整流器为理想状态,实际的周期平均值和指令信号u*ab相一致。从式(3)中可以得到指令信号u*ab为式中:Tc——控制周期。假设电网侧电流iN(tk)经过一个开关周期后能够达到给定的电流值,即:并且考虑到实际系统中R比较小,则在一个开关周期Ts内,有:成立。由式(6)可以计算出调制信号u*ab作为SPWM调制模块的输入。图6为预测电流控制的原理框图。预测电流控制的优点是电流控制精度高,尤其是开关频率较高时,可以实现电流的无差跟踪,电压环响应速度快;缺点是由于依赖微分约束关系,所以整个系统对参数的变化比较敏感。当开关频率比较低时,网侧电流的相移比较大。在实际应用中如果电感参数发生变化,会对实际控制效果产生影响;比较小的参数误差可能导致最终控制结果的不正确;同时所有的控制依赖于外环的一个PI,所以对外环PI的鲁棒性提出了比较高的要求。2.4m流变的应用瞬态电流法的实现同样以方程(1)为基础,它实现简单且控制效果良好,同时该控制算法对元器件开关频率的要求又不高,因此在大功率PWM整流领域得到了很好的推广应用。为了使瞬态电流控制的使用范围更宽,控制效果更好,在原有方程基础上引入补偿环节,此时控制方程如下:改进的瞬态电流法的控制框图如图7所示。为了减轻中间直流环节电压PI调节器的负担,加快调节器的动态响应速度,利用功率平衡原理来计算给定电流的有效分量IN2,它和IN1相加共同作为交流电流的给定值IN。式(10)中第三项的加入使调制信号uab(t)更加接近于真实值。3中点电位滞环控制法中点平衡问题一直是三电平拓扑结构PWM变流器的控制难点,也是研究的热点。目前关于单相三电平PWM整流器中点平衡控制的方法并不多,一种较为常用且实现也相对简单的是中点电位滞环控制法:它根据网侧电流iN的方向和直流侧中点电压波动情况来优化选取冗余的开关状态,从而实现中点电压平衡控制。设u1和u2分别为直流侧上、下端电容的电压值;iN正方向(iN>0)如图1中所标示,Δ为滞环宽度。中点电位滞环控制法的基本原理如下:当u1-u2>Δ时,为减小上、下端电容电压的差值,应控制开关器件使得u1放电或者u2充电;同理当u1-u2<-Δ时,应保证u1充电或者u2放电,否则u1和u2间的压差加大,中点不平衡现象加剧。实际应用时结合网侧电流iN的方向来判断当前的脉冲组合是否有利于中点平衡,SA′、SB′为优化后的脉冲,如表1所示。需要注意的是,为了保证不改变SPWM脉冲的调制效果,选取冗余开关状态时必须保证a,b两点间的压差uab相同,即保证SA-SB=SA′-SB′。中点电位滞环控制法的控制原理清晰,不需要额外增加硬件设备,对单相三电平PWM整流器的中点平衡有不错的控制效果,但它的实现是以牺牲开关频率为代价的。上、下电容电压差值的滞环宽度Δ选取不能过小也不能过大:Δ过小能够使得电容上、下电压的差值很小,但会导致开关频率过高,目前大功率开关器件的开关频率还达不到这样的要求;Δ较大时开关频率较低,但往往不能达到满意的中点平衡效果。另外,中点电位滞环控制法在数字化实现的过程中,CPU会花大量的时间去处理与中点平衡相关的计算,系统的实时性受到影响。为了更好地解决三电平NPC型整流器中点平衡问题,引入一种电压前馈的直流侧电容电压平衡方法。该方法的实现与中点电位滞环控制法相比更为简单。在控制系统中加入电容电压补偿环节,上、下电容电压之差u1-u2作为电位平衡PI调节器的输入,该调节器的输出引至电流控制环,以平衡中间电压。如图8所示。适当调节PI调节器的参数就能保证两个电容间的电压差保持在一定范围之内。本文探讨的控制策略中,基于固定频率的电流控制、预测电流控制和改进的瞬态电流控制中都可以增加上述电压平衡环,此时网侧电流给定值的表达式为:式中:KP1和TI1分别为电压平衡环的比例系数和积分系数。4次滤波电路仿真系统的参数与“和谐号”动车组中单相三电平PWM整流器一致,各参数设定如下:电网侧电源电压的有效值Us=1500V,网侧电感L=2.2mH,电网侧漏阻R=0.1Ω,直流侧电容C1=C2=4000μF,直流侧电压给定值Udg=3000V,额定负载时电阻RL=7.5Ω(输出功率1200kW),开关频率fs=1250Hz,LC二次滤波电路中滤波环节的参数为L′2=0.84mH、C′2=3000μF。Matlab/Simulink仿真时三电平PWM整流器采用改进的瞬态电流法控制,增加中点平衡控制环节(电压前馈中点电位控制法)。以直流侧投切电阻来模拟负载突变。0~0.5s为中间电容充电过程,0.7~0.8s为从满功率切换到半功率运行,1s后系统从满功率牵引工况转入逆变工况。图9为网侧电压uN与iN电流波形,(a)、(b)、(c)三个子图分别为空载向牵引切换、满载向半载切换、牵引向逆变切换的情况。从图9(a)图中可以看出系统启动迅速、超调小,启动过程中网侧电流iN的冲击也较小;图9(b)、(c)表明进行负载投切或运行工况改变后系统调整时间短,能够在3个电源周期内重新恢复平衡。图11为牵引向逆变切换时直流侧两电容上的电压波形。无中点平衡控制环节时,直流侧两电容之间的压差在100V上下,如图11(a)所示;添加电压前馈中点电位控制后,如图11(b),两电容间的电压基本保持一致。图12为网侧电流iN的谐波频谱图,其总谐波畸变率仅为0.70%。综合图9~图12可知,该算法有效地实现了三