自激振荡电源

双变压器推挽自激振荡电源该种自激电源有好几种方式都可以实现自激振荡，本文对各种方式的工作机理进行了分析，并进行了试验验证。1利用驱动变压器磁芯的饱和实现自激振荡1.1工作原理：如图1所示，设Q2导通、Q1关断，电流经过L2流到Q2,同时有电流经过L1、R1流到Q2,Vab=2Vin,T2磁通密度线性增加；T2开始饱和时，Q2驱动电流减小，Q2进入放大区，流过Q2的Ic也减小,L2使b点电压升高，Vab减小，Q2电流减小更快，形成正反馈，使Q2迅速关断；当Q2关断时，L1、L2中的能量使Vab极性反转，于是Q1瞬间导通，开始新的周期。图中Rst提供启动电流，D5为驱动电流提供回路。振荡的条件：在T2未饱和之前，一直要维持开通管深度饱和导通，要求T2副边输出电压足够高。假如Q2的饱和深度很浅，放大倍数的微小变化会使Q2进入放大区，导致电路翻转。为此，R1要足够小，或T2匝比K2=Np/Ns足够小，以使Q2饱和足够深，微小干扰不会使电路翻转。当负载重时，Q2导通时流过的Ic2大，要求Ib2也大以维持Q2饱和导通（Ic2包括L2中的负载电流、L1中的T2原边电流及T1的励磁电流）；Ib2受T2及驱动电阻控制，与Ic2无关。若Ib2太小，Ic2增加后，Q2进入放大区，阻抗增大，使Vab减小，导致Q1驱动电流不够饱和导通，翻转后不能维持住，从而自激会逐渐衰减。1.3缺点：由于R1较小，当T2饱和的时候流过的电流就很大，该电流要流进即将关断的Q2；由于Q2是深度饱和，退出饱和时驱动电压为零，储存的电荷靠自然复合而消失，所以退出饱和的时间比较长；以上两个因素会导致Q2关断时有一个幅度大、维持时间也较长的电流，导致关断损耗大。仿真波形如图2所示，R1=10时，Q2的驱动电流Ib有100mA。1.4实验波形：以5D5-80为例，图2a是驱动电阻两端的电压波形，除以10即得到驱动电流Ib,在整个开通期间驱动电流基本恒定。图2b是三极管的Ic,关断前有上翘。图2c是R1两端的电压波形，翻转前电压有上翘，说明驱动变压器T2饱和。R1Q12SD1arVb21061710K2TC6_4_2_3F3COUPLING=1156L3L317L417图1D1D1N4148D4D1N4148D3D1N4148R1Q12SD1arVb21061710K2TC6_4_2_3F3COUPLING=1156L3L317L417图1D1D1N4148D4D1N4148D3D1N4148D2D1N41485KK1TN10_6_4_3F3COUPLING=0.999Vo_J+-|4-Co12.2uCo22.2uRo190Ro2907-1o-ISR-SOOlkA」B＞：K2：iTime£0DlU-iLnJ-OK 1 1 3QOus 920us|T□ir(Q2)|Ttz?.Qj：|31图2fO4S0mUJa264mURIGOLSTOPRIGOLSTOPUoyr(l)=4UmaK(l»=3.S4UUcyrd)=+j+=ti7-1o-ISR-SOOlkA」B＞：K2：iTime£0DlU-iLnJ-OK 1 1 3QOus 920us|T□ir(Q2)|Ttz?.Qj：|31图2fO4S0mUJa264mURIGOLSTOPRIGOLSTOPUoyr(l)=4UmaK(l»=3.S4UUcyrd)=+j+=ti+Uinax〔l〕=556mU]爾凹1.00USTime2.000ns0*0.0000sm:■四i00muiaTimeZ.000U5O+-1.840USCurO：-7.52usCurB=8:朋：：15.?us1 ：62.SI(H2CukO：-S.36usCurB=6.56-us图2a驱动电流Ib=V/10图2b三极管集电极电流Ic=V/0.22STOF1voj厂⑴J7O264riil.JRIGOLUm王瞪①=6.80WBUS2.00UiaTime2.000US0+3.200usCurO：-4.32ueCurB:11-Euwli^l=15.3USI1^1=£2.ekH3图2c驱动变压器原边电流Ic=V/102利用主变压器磁芯的饱和实现自激振荡2.1增加R1将引入更多的负反馈，由于R1的增大，T2原边电压V1减小，T2进入饱和慢，导致振荡频率降低。

若R1进一步增大，在T2进入饱和之前T1先饱和，也会使电路翻转。由图3可见，R1增加以后，三极管的驱动电流lb不再保持恒定，而是逐渐减小的。设R1=200，则lb直线下降，其过程是这样的：T2翻转瞬间将能量储存在T2磁芯中，此时D2导通，则V2=Vb+Vd.......(1)Vd是D的导通压降，Vb约等于三极管的基射极电压，所以V2基本是个常数，此时的副边电流近似线性下降，假若T2副边电感为L2,则有：V2(t)二i(0)- -1，其中：i(0)=K2•门 ⑵2 L2 2当i2下降到等于1st之后，D5关断，Vb和V2开始下降，由于1st的存在，三极管仍导通；当T1开始饱和时，电路翻转。仿真波形如下：30V400HA-iriOliAd-400HAH30V400HA-iriOliAd-400HAH匚WL：!-0OO31A 1 1—|~l]j7"：r(He? v evctrej回Irma图3图4从图4可见T1先以T2饱和。图3中，由于T1的饱和，三极管lc在关断前有一个上翘。缺点：主变压器是传递功率的，磁芯往往比较大，利用主变压器的饱和来翻转会增加磁芯损耗，不利于效率的提高；虽然T2没有饱和，但T1的饱和也会使三极管的lc在关断前上翘，增加关断损耗。2.3实验波形：仍以5D5-80为例，图3a是驱动电流波形(Rb两端的电压除以10)，电流是逐渐减小的。图3b是三极管的IC,关断前有上翘。图3c是R1两端的电压波形，翻转前电压没有上翘，说明驱动变压器T2没有饱和，而是主变压器T1的饱和引起的翻转。UQ^r(l)=0击盅CurO=-18.2usCurB=Q.00s!A>i!=18.2US11^1=5斗.圄：■凹500mUSTime5.000ljs0*0.6000sRIGOLSTOF1IiymaxaJ=jtl-56UUQ^r(l)=0击盅CurO=-18.2usCurB=Q.00s!A>i!=18.2US11^1=5斗.圄：■凹500mUSTime5.000ljs0*0.6000sRIGOLSTOF1IiymaxaJ=jtl-56U[册凹100rnU[=]Tiriie5・000lisO+U・0800sfO228riiL.JfO264niU=1160mUIJiHJ厂⑴=：+：卅+：半:七RIGOLST0F'eCurO：-1S.2ueCurB=O.S&sIA^；=IS.ZusI1^1=5斗.9kHz图3a驱动电流Ib=V/10图3b三极管集电极电流Ic=V/0.22SSSrii1-..1RIGOLSTOFTimeSSBljeO*@ijiUm3xi：l：i=^401.-1Curfi：二18.2usCur-B=9・90s出常"坦.2曲:1^：~54・9l:H=UourilJsl^l■:Has5・00U[3图3c驱动变压器原边电流Ic=V/103利用电容C1实现翻转D1

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宀一D4D1N4148D3D1N4148D2D1N4148Vo丁Co1D1

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宀一D4D1N4148D3D1N4148D2D1N4148Vo丁Co12.2u|4-Co22.2uRo190Ro290QQK2TC6_4_2_3F3COUPLING=10K1TN10_6_4_3F3COUPLING=0.999图5

3.1实现的方法：将二极管D5换成电容C1,得到图5所示的电路。该电路不是靠驱动变压器T2或主变压器T1的饱和产生翻转的，而是依靠T2副边电感与电容C1的谐振产生翻转。翻转后瞬间，能量存于电感L6中；C1较大，其上电压基本不变，变压器T2副边电压V2也基本不变，驱动电流lb按式（2）的关系线性减小，直到lb变负，抽干三极管基射极的储存电荷后而关断三极管。从图6可见，T1和T2的磁密B1、B2均未进入饱和；从图7看，C1上的电压是-2.42V,波动只有2.8mV；驱动电流线性减小到负以后才翻转；图8是三极管的lc和Vc波形，lc在关断前没有上翘现象，且实现了零电压开通和零电流关断。BOOAIJ400-400i：i.99Lu!50.994015Q.99SasQ.99GulsBOOAIJ400-400i：i.99Lu!50.994015Q.99SasQ.99Guls0.站Quadj.口E(KL)*E(KZ)Tlua-BOOd_*-i：i.99Qtt5lOudL-10mAa.^94^3This-Z.420V-1-20mA 1lOudL-10mAa.^94^3This-Z.420V-1-20mA 1 1 1 0.990113 D-95Zn±.[T]口V(C1:2J [T| 4 丄)图7吕iaOmiEOOttJL"EOOnA0-992ns□.990ms回右廿〔JLJ巨］吕iaOmiEOOttJL"EOOnA0-992ns□.990ms回右廿〔JLJ巨］口工匚⑴丄）0.的0m肯0-394ms0.9sens图83.2实验波形：仍以5D5-80为例，图9三极管集电极电流Ic及电压Vc波形，实现了零电压开通和零电流关断；Ic没有上翘现象，说明两个变压器都没有饱和。图10是驱动电流波形（Rb两端的电压除以10），电流是逐渐减小的，并一直到负以后才翻转。图11是C1两端的电压，约为-170mV基本不变。图11a是C1两端电压的纹波，可见，C1处于谐振状态。l?2mURIEOLSTOPMiiB56■日CH2-2、00U[3Time500■日nsO*-1・860usRIGOLSTOPUowr(l) =224mUM話凹lSBmUSTimel?2mURIEOLSTOPMiiB56■日CH2-2、00U[3Time500■日nsO*-1・860usRIGOLSTOPUowr(l) =224mUM話凹lSBmUSTimeI.SSSlisO+-1.860usf0 100mUUo^r(l)=31■叫K150mU图9三极管集电极电流Ic及电压Vc图10驱动电流Ib=V/10156mUUu1-..1r(l)=：t：：+=：t：=+：：+=■1斗亦|jUowr(l)=47-^UmaAd^S.eerii1...1M；IB56・0『|山圖5・00mU[3Time1・000lisO+-1・8t.0usTime1・UBBusO+-1・St-uusF2IG0LSTOF' f0■：；.00rilUF：IGOLSTOP1E»■■ ■ ■ii■ ■■ ■iI'll-iiiiiiii111图11a电容C1上的电压纹波图图11a电容C1上的电压纹波试验得出的电路特性及调试方法如下Rst的确定:启动时该电阻提供驱动电流,稳定工作时亦提供驱动电流。设负载电流Io,T1的变比K1=Np:Ns,三极管Ic=2*Io*Ns/Np(输出为正负两路)；设三极管电流放大倍数为hfe,Ib=Ic/hfe；Rst=Vin/Ib。例1：型号5D5-80Io=80mANp=10 Ns=17Ic=2*80*17/10=272mA设三极管2SD1628的hfe=200,Ib=Ic/hfe=272/150=1.8mARst=5/1.8=2.77k(实际取Rst=2.2k)Rst的大小对振荡频率影响很大，Rst减小频率降低，实际选取Rst应使振荡频率在合理范围。C1的大小对振荡频率影响不大，为了不使C1的电压波动太大，容量不能太小，调试时可以取C1=1uF,随着功率的增加，C1要减小。3.3.3驱动变压器T2，在翻转瞬间副边电流I2=I1*N1/N2,为了保证翻转成功，要有:I2>Ib,I2越大启动越快，可以取I2=10*Ib。副边输出电压V2=Vb-Vc1,Vb对应三极管基射极pn结电压，约0.8V,Vc1是C1上的电压；设T2变比为K2=N1:N2，则原边电压V1=V2*N1/N2；原边电流I1=(2*Vin-V1)/R1。现有驱动变压器变比K2=36:13，Vc1=-0.17，则V2=0.8+0.17=0.97VV1=0.97*36/13=2.69V取I2=10*Ib=10*1.8=18mA,则I1=I2*N2/N1=18*13/36=6.5mA由V1=2Vin-I1*R1得：R1=(2Vin-V1)/I1=(2*5-2.69)/6.5=1.2k,实际由于变压器绕组阻抗影响，取R1=470Q。3.3.4翻转频率：刚翻转后，设Q1导通，流进Q1的基极电流包括三部分：驱动变压器耦合过来的电流、另一个管子关断前的反向驱动电流、流过Rst的电流。反向关断电流涉及存储电荷的多少，与三极管的特性有关，难于计算，近似用I2代替，则Ib(0)=2*I2+Vin/Rst；设T2副边电感为L2,V2加在L2上使Ib线性减小直到0,电流变化率Ki=-V2/L2，电流从Ib(0)减小到0需要的时间t1=Ib(0)/Ki；三极管的存储时间为ts(从datasheet得到),则翻转频率fs=1/[2*(t1+ts)]。Ib(0)=2*18+5/2.2=38mA驱动变压器T2的副边绕组电感L2=30uH,则Ki=-0.97/30=-32mA/ust1=38/32=1.2us从datasheet得到t2=0.5usFs=1/(2*1.7)=294kH3.3.5增加带载能力的措施：当负载较重时，启动的时候有停振现象。这是因为启动时要给输出电容充电，所以负载最重，即三极管的Ic最大；按照Ib=Ic/hef,要使三极管饱和导通，要求驱动电流Ib也相应增大，否则三极管进入放大区而造成停振。增加驱动电流Ib的方法有：减小反馈电阻R1，或增加T2的匝比K2=N1:N2。4与原有设计的对比4.1原有设计存在的问题原有设计电路图如图12所示，C1并在启动电阻Rst上，上电瞬间有大电流通过C1而使三极管Q1、Q24与原有设计的对比4.1原有设计存在的问题原有设计电路图如图12所示，C1并在启动电阻Rst上，上电瞬间有大电流通过C1而使三极管Q1、Q2都处于深度饱和，变压器T1原边短路，所以有很大的电流流过Q1、Q2，由于Q1、Q2退出饱和的时间比较长，容易造成Q1、Q2的损坏。由于启动电流大，容易造成Vin的下掉，造成启动的过程当中停振，延长了启动时间，所以对输入滤波电容Ci的要求比较高。若没有二极管D5，驱动电流lb需流经电源Vin,流经的环10Ci3.3uL356V15VdcR13kL63st2

R210.1KQ2Q2SD1路太大，易造成干扰。 图124.2实验波形5D5-80的改进对比：图13、14分别是采用原设计方案的输出启动延时及输入启动电流的情况，图15、16分别是采用改进后的输出启动延时及输入启动电流的情况。可见，虽然启动电流大致相同，但启动时间大大缩短，也就减轻了对三极管的冲击。图13图13原方案输出电压延时7.6ms图14原方案启动输入电流(0.18/0.22=0.82A)aRIGOLSTOFJ7O120mu1.56UUowr(l)=7.BKijwm〕=6.321-..1aRIGOLSTOFJ7O120mu1.56UUowr(l)=7.BKijwm〕=6.321-..1Uowr(l)=0-0K|...|m.3Ai：l：i=SgZrii'...1CHI-1・00Us[哦画1・00UaTime1・000riis&*5佢100mUlmTirueL・000ms0+5・000msRIGULSTOFM图15改进后输出电压延时2ms 图16改进后启动输入冲击电流(0.2/0.22=0.91A)12D-40的改进对比：图17、18分别是采用原设计方案的输出启动延时及输入启动电流的情况，图19、20分别是采用改进后的输出启动延时及输入启动电流的情况。对比结果：输出启动延时