一种新型平面前置f型三频手机天线的设计

一种新型平面前置f型三频手机天线的设计

随着现代通信技术的进步，移动通信业务以前所未有的速度发展起来。从手机天线上俯瞰，作为一个重要的微波设备，它可以发射和接收波束，并接收波束。未来的发展趋势应该是最小、独立、多段和智能的。微带天线作为一种新型天线，具有以下优点：体积小、重量轻、低剖面、能与承载体融合，制造简单；可以获得一个方向的广角方向图，并在平面法线上显示最大反射方向。这很容易整合微带的线路，从而实现线极或圆极化。因此，作为目前手机天线的最佳选择，近年来一直受到重视。f带天被称为平面色散，由一端短路的微带天线发展而来。由于收段点短路，可以显著降低收段的尺寸，并且越来越被用于手机天线。随着近年来通信能力的增加，越来越多的手机系统每天使用gsm900和sd1800频率，并且国外使用的频率已扩展到pcs1900和iosmms450等更高频段。“双频”和“三频”等多频技术已成为研究热点。多频技术主要采用多段多层重叠板和多层页脚加载的方法，其中，通常被称为多段多层盘的最小加载孔，其优点是多个开孔技术的局限性，这是通过简单实用的加工和有效降低天线的尺寸而获得的。文献[4]中提出的设计方案是在将单段压板的中间开辟一条u型槽，然后使用两个焊接螺钉进行双传输，结构对称，从而显著降低成本了天线的尺寸，并实现了双向频带工作。文中基于对多频微带天线的研究,提出了一种改进的平面倒置F型天线,它的结构特点是:天线的辐射贴片尾端折叠,形成一个上层主辐射层和一个折叠臂,在短边中心加载短路壁,上层贴片开2个U型槽,中心同轴馈电.通过适当设计主辐射贴片和折叠臂的尺寸、短路壁的高度和宽度、U型槽的位置及大小,优化馈电点位置,实现了可在GSM900MHz、DCS1800MHz和ISM2450MHz3个频段工作的三频手机天线,而且在各个频段的频带宽度也比较理想.1天线的结构原理广义的微带天线包括:微带贴片天线、微带行波天线和微带缝隙天线,3者的辐射机理相近.手机天线中应用的是变形的微带贴片天线.微带天线的辐射是由微带天线导体边沿和地板之间的边缘场产生的.以矩形微带贴片天线为例,它由介质基片、在基片上面的矩形导电贴片和基片下面的接地板构成.假定电场沿微带贴片的宽度与厚度方向没有变化,则辐射贴片上的电场仅沿贴片长度方向变化,整个贴片可以等效为相距一定长度(贴片长度)、同相激励并向地板以上半空间辐射的2个缝隙.同理,如果将电场沿贴片宽度的变化也考虑进去,微带贴片天线就可以用贴片周围的4个缝隙来表示.微带天线的辐射场是由各种假定的电流及其沿天线结构的分布得来的.为了求解微带天线辐射场中的远场值(方向图等),必须知道贴片表面精确的电流分布.如果介质材料各向同性、均匀且无损耗,微带导体和地板导体的电导率为无限大,则面电流和面磁流可以分别用切向电场和切向磁场表示为K¯¯¯=nˆ×H¯¯¯,M¯¯¯¯=E¯¯¯×nˆ.(1)Κ¯=n^×Η¯,Μ¯=E¯×n^.(1)式中:nˆn^为面法向单位矢量.图1就是微带天线辐射边沿的场态和电流密度分布(侧面图).由图中可以清晰地看出,微带天线的向外辐射是由边缘缝隙实现的.实际应用中,为简单起见,可以认为贴片单元上、下表面的面电流和面磁流相同.然后,就可以使用位函数由面电流和面磁流求解辐射场.以上介绍的是具有普遍意义的微带天线的结构原理.传统的PIFA是在这一基础上,中间的介质采用空气,将辐射贴片(天线输出端)的一端短路(通过馈电和短路壁与接地板相连),另一端开路(悬空),不加任何其他处理,只要设计好天线的尺寸及馈电点,就会得到2个或更多的谐振频率.图1所示的辐射贴片的形状是完整的矩形.当在贴片上“开槽”时,贴片的结构发生了变化,表面的自然模被改变了,表面的电流分布也随之发生了改变,这样,就可能会对原来的谐振产生较大的影响(包括谐振频率和带宽),而且还会产生新的附加频率,即所谓的“多频”谐振,此时的天线就是贴片天线和缝隙天线的组合结构.图2以文中设计中的U型槽为例,简单描绘了贴片表面的电流分布.这里,馈电点选在了贴片的一角,这也是比较常用的馈电位置.“开槽”后天线的辐射机理可以参考微带缝隙天线来分析,不同的是,贴片天线的缝隙开在贴片上,而缝隙天线的缝隙是开在接地板上.缝隙天线的辐射场可以用电矢量位法计算,当缝宽比真空波长小很多时,可由推导出的公式求出E面和H面上的方向图.Eθ=jk0E0LW4π⋅e−jk0r⋅sinXX⋅sinφ.(2)Hθ=jk0E0LW4π⋅e−jk0r⋅sinXX⋅cosφcosθ.(3)Eθ=jk0E0LW4π⋅e-jk0r⋅sinXX⋅sinφ.(2)Ηθ=jk0E0LW4π⋅e-jk0r⋅sinXX⋅cosφcosθ.(3)式中:X=k0Lsinθcosφ/2,L,W为缝隙的长度和宽度.应用上式计算,需要知道缝隙横向电场的准确值.这对于贴片形状规则、开槽简单、单一介质的天线还可以适用,但随着微带天线的快速发展,很多结构复杂、工艺创新的天线应运而生,比如:“十字槽”、“C型槽”、高介电常数和高功率介质、销钉加载等天线,这时根本无法准确求出缝隙上的电场,也就无法求得远场的方向图.因此,现代的天线设计是仿真、试验为主,理论分析为辅,很多都是经验所得.设计时由指标入手,通过计算得到大体尺寸,然后应用设计软件建模仿真,再结合理论分析加以改进,最后生产调试.PIFA采用“开槽”设计,是将贴片天线和缝隙天线的优势加以综合利用,贴片天线容易设计、加工,可以双频工作;缝隙天线可产生单向或双向方向图,且对制造公差的敏感性比贴片天线小.所利用的原理就是天线在所有谐振点上是以不同的模式工作的,即低次模和高次模,2者的频差很大,不满足指定频段的要求.限于手机中对天线体积、重量和制造工艺的要求,在贴片上“开槽”,通过人工额外加载缝隙的办法,较小限度地改变天线结构,而较大限度地改变贴片表面的电流分布,从而实现增加频段、扩展频带的目的.只要仔细调整开槽的位置,槽的尺寸以及开槽缝隙的宽度,同时在合适的位置加载短路壁,就有可能使高次模的谐振频率降低到需要的频段,同时又不影响低次模在低频段上的应用.因此,近年来在多频天线的设计中,经常采取这一方法.2辐射单元长度文中的天线结构包括一个上层的主辐射贴片和折叠臂,下层的接地板、中心同轴馈电和一个短路壁.辐射贴片上的2个U型槽可以实现多频功能,从而可将天线的尺寸降低30%左右;主辐射贴片通过短路壁与接地板相连;天线采取同轴馈电,内导体接在辐射贴片即天线上,外导体与接地板背面的传输线相接,通过与馈电点的匹配调节,即优化设计,实现与同轴线50Ω的阻抗匹配,降低回波损耗,提高增益,满足一定的带宽要求.图1所示是设计的天线结构图.3组辐射单元的长度及宽度可以由下式近似算出:LiWi=C4fi.(4)LiWi=C4fi.(4)一旦确定了天线设计指标中的谐振频率(天线设计的首个要求),就可以按照上式,再考虑实际工程中对空间尺寸的限制,初步估算出天线结构中的几个主要尺寸.本设计中,Li、Wi是辐射单元在某一频段的长度和宽度;C是真空光速;fi是某一频段的谐振频率.低频f1(900MHz)对应的辐射单元长度就是矩形贴片的长度,注意这里包括下层折叠部分,(Li,Wi)应为(L1+h+L2,W1);第二谐振频率f2(1800MHz)对应的辐射单元是槽一的尺寸(均为外轮廓),应为(l1,w1);高频f3(2450MHz)对应的辐射单元是槽二的尺寸,应为(l2,w2).但是经过仿真会发现,由于上下2层贴片之间的互耦效应以及2个U型槽对电流分布的双重影响,按照理论值建模得到的谐振频率与要求的频率差距极大,必须对3组辐射单元的长宽逐一确定,然后综合调节,才能得到比较好的谐振频率.微带天线由于尺寸小,Q值高,当谐振时可以实现匹配;当频率偏离谐振时,电抗分量急剧变动,使之失配,这就造成了微带天线固有的窄频特性,它是微带天线的最大缺陷,也是制约其发展的最大瓶颈.在众多的技术指标中,输入阻抗随频率的变化是最敏感的,即输入阻抗满足频带要求时,其他指标是可以满足要求的.因此,在确定辐射单元的大体尺寸后,必须考虑天线的阻抗匹配问题,借此确定其他各部分的尺寸.本设计中,短路壁的高度和宽度以及馈电点的位置都可能影响阻抗匹配.通常,天线的频带以输入端电压驻波系数VSWR值小于某个给定值的频率范围BW来表示.若VSWR给定值为s,则VSWR<s时的带宽计算公式如下:BW=s−1QTs√.(5)BW=s-1QΤs.(5)QT是总的品质因数.当s≤2时,BW=5.04f2H.(6)BW=5.04f2Η.(6)由上式可知,当谐振频率f确定后,可调参数只有天线高度H,即短路壁的高度.根据天线设计指标中对带宽的要求,就可以得到大体准确的H了.本设计中的谐振频率不止一个,因此要综合考虑每一个谐振频率处的带宽,再结合工程上对整个天线高度的要求,合理设计出H.短路壁宽度的影响,在后文的仿真结果分析中有说明.考虑同轴馈电的半径和位置对阻抗匹配的影响.目前馈电半径均采用0.5～1mm,计算公式可参考有关文献,仿真中的影响可忽略不计.值得注意的问题是馈电点的位置设计,因为它在很大程度上影响了天线与同轴传输线的阻抗匹配.馈电点的位置没有固定的公式可循,可以设在贴片天线的侧面,紧贴在边缘,例如本设计中短路壁的旁边;也可以随意设在贴片中央的任何位置,一般都是根据工程要求,凭经验去找,以便达到最好的匹配.而且馈电位置的改变还会引起谐振频率的微小偏移,因此这一步一般都在天线设计的最后阶段进行.文中使用HFSS中的优化设计功能,很快找到了最佳匹配点.通过反复比较、修改,最终得到各尺寸数值如下(单位:mm):L=60,W=100,L1=45,h=3,W1=14,L2=32,Ws=6,H=10,l1=29.5,w1=10.25,l2=20.8,w2=7,G1=1,G2=0.5.3振幅频率的影响图4所示是平面倒置F型天线的回波损耗曲线图,结构上仅将辐射片的尾端折叠,没有加载U型槽.正如前文所述,未加任何处理,就得到了2个谐振频率1.03GHz和2.37GHz,输入阻抗带宽(VSWR<2.5)分别为12.6%(0.97～1.10G)和1.7%(2.36～2.40G),但均不是设计指标需要的谐振频率,而且2.37GHz频段的带宽较窄.图5所示,在图4结构的基础上加载槽一,可以看出,此时出现了2个谐振点,分别为0.94GHz和1.84GHz,输入阻抗带宽分别为6.4%(0.91～0.96G)和8.2%(1.78～1.93G).与图2比较发现,由于开槽的原因,高频大幅度降低,低频也有所降低,基本达到了指定的频率要求,1800MHz频段的带宽也提高了许多.图6所示,在图5结构的基础上又加载了槽二,实现了3个频率谐振.槽二的尺寸可由式(1)确定.开槽的时候要反复比较,以免对低频900MHz和第二频率1800MHz造成较大影响,要兼顾各项指标.此时的谐振频率分别为0.93GHz、1.80GHz和2.42GHz,带宽分别为6.4%(0.90～0.96G)、6.1%(1.75～1.86G)和2.5%(2.4～2.46G).可以发现,高频2.42GHz的带宽较窄,不过对于Bluetooth使用的2.4GHz(2400～2483.5MHz)ISM频段,还是可以接受的.下面讨论几个主要参数对天线的3个谐振频率以及带宽的影响.首先是尾端折叠部分即下层辐射片的长度L2.因为考虑到整个天线尺寸,将辐射片折叠,这样折叠部分就与接地板和上层辐射片间存在较强的互耦效应.图7所示,L2的变化只对高频ISM2450有较大的影响,这主要是因为L2是辐射片的一部分,其固有的谐振频率就是2.4GHz左右,这从图2(不加载缝隙)就可看出.而且L2对第2谐振频率1800MHz的回波损耗有较大影响,因此优化后,取L2=32为最终值.加载短路壁是近来PIFA设计中较常使用的方法之一.通过适当加载,可以对谐振频率进行微调,还可以帮助阻抗匹配,有效改善频带宽度.本设计中的短路壁宽度可参考主辐射贴片的宽度设计.从图8可以看出,Ws=2.5和Ws=3时,3个频率的回波损耗相差不大,即带宽相差不大,但Ws取2.5时,高频ISM2450MHz的谐振频率偏差过大,不易取;Ws=3.5时,在高频段阻抗严重失配,因此选取Ws=3.本设计在主辐射贴片上加载了2个U型槽,在双频的基础上,实现了三频工作,因此槽二位置及长度的确定就格外重要.限于馈电点及槽一的位置,槽二的起始位置应与槽一一致.图9所示,即l2=20.5,20.6,20.7,20.8,20.9时的情况.槽二的长度对增加的ISM2450MHz频段影响较大,也验证了加载槽二就是增加高频段谐振频率的做法.经过比对,考虑到对900MHz和1800MHz2个频率点回波损耗即带宽的影响,将l2取为20.8.最后将2个槽的宽度G1,G2进行优化,得到了完整的天线尺寸.事实上,从图中还可以发现,调节槽二的位置和尺寸,并没有使前2个谐振频率发生较大的偏移,这就说明它们彼此存在很大的自由度,进一步讲,只要辐射片的空间允许,利用多开槽的方法获得3个以上的谐振频率是完全可能的.图10是按照前述的各项优化参数,给出的天线在3个谐振点处的E面和H面的辐射方向图.可以清楚地看出,天线在900MHz和1800MHz2个频段的增益达到了5dBi,方向图的全向性也很好,后瓣辐射较小,利于提高辐射效率.在2450MHz频段最大增益达到了7dBi