异步电动机变频调速系统系统

异步电动机变频调速系统系统广师©第1页，课件共28页，创作于2023年2月广师©第七章异步电动机变频调速系统（VVVF系统）

§7-1变频调查的基本控制方式 三相异步电机定子第相电动势的有效值是：式中

Eg——气隙磁通在定子每相中感应电罢势有效值，单位为V；

f1——定子频率，单位为HN；

N1——定子每相绕组串联匝数；

kN1——基波绕组系数；

Φm——每极气极隙磁通量，单位为Wb。 只要控制好Eg和f1，便可达到控制磁通Φm的目的。第2页，课件共28页，创作于2023年2月广师©

一、基频以下调速 要保持Φm不变，当频率f1从额定值f1n向下调节时，必须同时降代Eg，使即采用恒定的电动势频率的控制方式。

二、基频以上调速 在基频以上调速时，频率可以从f1n往地增高，但电压U1n还要大，最多只能保持U1=U1n。在基频以下，属于“恒转矩调速”的性质，而基频以上，基本上属于“恒功率调速”第3页，课件共28页，创作于2023年2月广师©

§7-2静止式变频装置一、间接变频装置（交-直交频装置）

1、用可控制整流器变压、用逆变器变器变频的交-直-交变频装置。

2、用控整流器整流、斩波器变压、逆变器变频的交-直-交频装置。

3、用控整流器整流、PWM逆变器同时变压频的交-直-交变频装置第4页，课件共28页，创作于2023年2月广师©

二、直接变频装置（交--交变频装置） 交一交变频装置输出的每一相都是一个两组晶阐管整流装置反并联的可逆线路（图7-6a）。正、反两组按一定周期相互切换，在负载上就获得交变的输出电压U0。U0的幅值决定于各组整流装置的控制角α一直不变，则输出平均电压是方波，（图7-6b）。第5页，课件共28页，创作于2023年2月广师©

要得到正弦波输出，必须在每一组整流器导通期间不断改变其控制角，例如，在正组导通的半个周期中，使控制角α由π/2（对应于平均电压U0=0）逐渐减小到0（对应于平均电压最大），然后再逐渐增加到π/2，也就是使α角在π/2~0~π/2之间变化，整流的平均输出电压U0就由零变到最大值再变到零，呈正弦变化（图7-7）。因A点α=0，平均电压最大，然后在B、C、D、E点α逐渐增大，平均电压减小，直到F点α=π/2，平均电压为零。半周中平均输出电压为图中虚线所示的正弦波。对反组负半周的控制也是这样。第6页，课件共28页，创作于2023年2月广师© 对于三相负载，其它两相也各用一套反并联的可逆线路，输出平均电压相位依次相差120°。如果每个整流器都用桥式电路，三相变频装置共用三套反并联线路，共需36个晶闸管元件（当每一桥臂只用一个元件时）。若采用零式电路，需要18个元件。第7页，课件共28页，创作于2023年2月广师©§7-3正弦波脉宽调制（SPWM）逆变器在一般的交-直-交变频器供电的变压变频调速系统中，为了获得变频调速所要求的电压频率协调控制，整流器必须是可控的，调速时须同时控制整流器UR和逆变器UI（图7-9），这样就带来了一系列的问题。

第8页，课件共28页，创作于2023年2月广师©（1）主电路有两个可控的功率环节，相对来说比较复杂；（2）由于中间直流环节有滤波电容或电抗器等惯性元件存在，使系统的动态响应缓慢；（3）由于整流器是可控的，使供电电源的功率因数随变频装置输出频率的降低而变差，并产生高次谐波电流；（4）逆变器输出为六拍阶梯波交变电压（电流），在拖动电动机中形成较多的各次谐波，从而产生较大的脉动转矩，影响电机的稳定工作，低速时尤为严重。

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1964年，德国的A.Schönung提出了脉宽调制变频的思想，把通讯系统中的调制技术应用于交流变频。（图7-10）

电路的主要特点是：（1）主电路只有一个可控的功率环节，简化了结构；（2）使用了不可控整流器，使电网功率因数与逆变器输出电压的大小无关而接近于1；（3）逆变器调频的同时实现调压，而与中间直流环节的元件参数无关，加快了系统的动态响应；（4）可获得比常规六拍阶梯波更好的输出电压波形，能抑制低次谐波，使电机可在正弦的交变电压下运行，转矩脉动小，扩展了调速范围，并提高了系统的性能。

第10页，课件共28页，创作于2023年2月广师©一、SPWM逆变器的工作原理

SPWM逆变器是期望其输出电压是纯粹的正弦波形，那么，可以把一个正弦半波分作N等分，如图7-11a所示（图中N=12），然后把每一等分的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的等高矩形脉冲来代替，矩形脉冲的中点下正弦波每一等分的中点重合（图7-11b）。这样，由N个等幅而不等宽的矩形脉冲所组成的波形就与正弦的半调等效。同样，正弦波的负半周也可用相同的方法来等效。

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图7-11b的一系列脉冲波形就是逆变器输出SPWM波形。由于各脉冲的幅值相等，所以逆变器可由恒定的直流电源供电，这种交-直-交变频器中的整流器采用不可控的二极管整流器就可以了（见图7-10）。逆变器输出脉冲的幅值就是整流器的输出电压。当逆变器各开关器件都是在理想状态下工作时，驱动相应开关器件的信号也应为与图7-10b形状相似的一系列脉冲波形。

第12页，课件共28页，创作于2023年2月广师©SPWM变频器的工作原理

图7-12a是SPWM变频器的主电路，图中是逆变器的六个功率开关器件（在这里画的是GTR），各由一个续流二极管反并联接，整个逆变器由三相整流器提供的恒直流电压供电。图7-12b是它的控制电路，一组三相对称的正弦参考电压信号Ura、Urb

、Urc

由参考信号发生器提供，其频率决定逆变器输出的基波频率，应在所要求的输出频率范围内可调。

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参考信号的幅值也可在一定范围内变化，以决定输出电压的大小。三角波载波信号是共用的，分别与每相参考电压比较后，给出“正”或“零”的饱和输出，产生SPWM脉冲序列波Uda、Udb

、Udc

，作为逆变器功率开关器件的驱动控制信号。

第14页，课件共28页，创作于2023年2月广师©§7-5转速开环、恒压频比控制的变频调速系统

一、转速开环的交-直-交电压源变频调速系统图7-27是这一系统的结构原理。UR是可控整流器，用电压控制环节控制它的输出直流电压；USI（VoltageSourceInverter）是电压源逆变器，用频率控制它的输出频率。电压和频率控制采用同一个控制信号Uabs，以保证二者协调。由于转速控制是开环的，不能让阶跃的转速给信号直接加到电压和频率控制系统上，否则将产生很大的冲击电流而使电源跳闸。

第15页，课件共28页，创作于2023年2月广师©为了解决这个问题，在给定信号和电压、频率的控制信号Uabs

之间设置了给定积分器GI和绝对值变换器GAB。

第16页，课件共28页，创作于2023年2月广师©（一）给定积分器

由模拟电子路给成的给定积分器原理图如图7-28所示，它包含了三级运算放大器。

第一级是放大倍数的极性鉴别器（R1>100R0）其输出电压U1只取与给定电压相反的极性,不管大小如何,U1都是饱和值.

第二级是反向器，使其输出电压U2的极性再倒一下，变成与极性相同。第三级是积分器，经RC积分使输出电压Ugi

成为斜坡信号，积分的变化率用电位器RP来调节。

第17页，课件共28页，创作于2023年2月广师©

第一级是放大倍数的极性鉴别器（R1>100R0）其输出电压U1只取与给定电压相反的极性,不管大小如何,U1都是饱和值.

第二级是反向器，使其输出电压U2的极性再倒一下，变成与极性相同。第三级是积分器，经RC积分使输出电压Ugi

成为斜坡信号，积分的变化率用电位器RP来调节。再由Ugi引负反馈信号回到第一级，以决定积分的终止时刻。只要Ugi的绝对值小于，则第一级输出始终饱和，负反馈对它没有影响，直到=时，U1、U2很快下降到零，积分终止，Ugi保持恒值。

第18页，课件共28页，创作于2023年2月广师©图7-28上标出了给定电压为正时各级运放的输出极性。这时，突加和突减后各处电压的波形于图7-29。积分器的积分时间可从其虚地点的电流平衡方程式推导出来

（7-35）

式中T=RC——积分时间常数。调节ρ和T都能改变Ugi的斜率，从而改变调速系统的加（减）速度，一般系统要求积分时间在5-50s之间可调。

如果把第一级运放改为同相端输入，可以省去一个反号器，只要改变一下负反馈的接法就可以了。第19页，课件共28页，创作于2023年2月广师©（二）绝对值变换器绝对值变换器GAB的电路如图7-30所示。如果忽略二极管VD1和VD2的正向压降，其输出电压Uabs的大小与输入信号Ugi（来自给定积分器）相等，而极性则不随Ugi的极性变化，也就是说，。图7-30中为负，也可以设计成正的极性，视系统对控制信号极性的需要而定。

第20页，课件共28页，创作于2023年2月广师©（三）电压控制环节电压控制环节一般采用电压、电流双闭环的结构，如图7-31所示。内环设电流调节器ACR，用以限制动态电流，兼起保护作用。外环设电压调节器AVR，用以控制输出电压。简单的小容量系统也可用单电压环结构。电压-频率控制信号加到电压调节器上以前，应先通过函数发生器GF，把电压给定信号提高一些，以补偿定子阻抗压降，改善调速时（特别是低速时）的机械特性。

第21页，课件共28页，创作于2023年2月广师©图7-32a中绘出了函数发生器GF的原理图，其输入信号为Uabs，输出信号为AVR的给定电压（设Uabs极性为负，极性为正）。通过调节电位器RP1和RP2能够获得图7-32b所示的函数特性。

第22页，课件共28页，创作于2023年2月广师©当Uabs=0时，加在运算放大器上的只有偏压信号+Ub，输出信号为负值（A点），可控整流器UR处在待逆变状态，无电压输出。当Uabs信号增大，逐渐变正，使UR进入整流区工作，但的数值还不足以使二极管VD完全导通时，GF的放大系数为，输入输出特性是图7-32b中比较陡的段。在B点，，VD刚好完全导通，电阻R被短路，放大系数变成，特性斜率开始减小（实际上是平滑过渡的）。

B点对应于最低转速的工作点，此时压频控制电压为。在段，运算放大器虚地点的电流平衡方程式为式中R2——电位器RP2的电阻值。

第23页，课件共28页，创作于2023年2月广师©因此

这就是GF在变频调速时的工作特性，C点对应于基频工作点。调节电位RP2可以改变工作特性的斜率，调节RP1可以改变GF的偏压值，即改变工作特性的起始点。超过C点以后，利用运算放大器的限幅作用使保持恒定，系统可进入恒压调频阶段，亦即弱磁升速阶段。

第24页，课件共28页，创作于2023年2月广师©（四）频率控制环节

频率控制环节主要由压频变换器GVF、环形分配器DRC和脉冲放大器AP三部分组成（图7-33），将电压——频率控制信号Uabs转变成具有一定频率的脉冲列,再按六个脉冲一组依次分配给逆变器，分别触发桥臂上相应的六个晶闸管。第25页，课件共28页，创作于2