核电子学及其进展

核电子学方法第五章时间信息的分析

第五章时间信息的分析

§1概 述

§2 定时技术§3 符合电路§4

时间分析器§5 脉冲形状甄别（PSD）

结束

§1.概 述时间信息分析所要解决的基本问题

时间信号的检出

返回时间信息分析所要解决的基本问题时间间隔甄别时间间隔测量

返回时间间隔甄别时间间隔甄别应用实例时间间隔甄别器的基本功能

返回时间间隔甄别应用实例电子正电子对撞实验中，产生μ+和μ-的事例探测器D1和探测器D2相距有几十米以上，对称排布，用来测定子。因为+和-的动量相等，且对面碰撞，根据动量守恒定律，和飞行方向相反，飞行速度近似相同，从对撞点飞出，应几乎同时分别击中D1和D2。随着击中D1和D2位置不同信号S1和S2产生时刻发生差别，如果最大时差值为5ns，那么S1和S2时间间隔小于5ns的事例应该是+和-事例的的一个“候选”条件，这样可以排斥掉很多本底事件。例如宇宙射线穿过探测器系统，D1和D2是先后被击中，S1和S2的时间间隔将会大于5ns，不满足此“候选”条件，应该被排斥掉。需要用一个时间间隔甄别器来作为事例的选择。返回

时间间隔甄别器的基本功能N个信号加入它的输入端为

u1,u2….ui….uN-1,uN，它们分别在ti（i=1,2…N）时刻到达甄别器的输入端，其中任意一对信号间的时间差都满足：

-1

<ti－tj<

2(1,2>0）在输出端产生逻辑信号输出，只要有任意一对信号不满足上述条件，将不产生输出。经常遇到的情况是处理二个输入信号的符合电路，称为二重符合电路。二个输入信号到达的时间分别为t1和t2

，若满足-1<t1－t2<2(1,2>0）在输出端产生逻辑信号输出，否则将不产生输出。1＋2为其分辨时间。选择1=2

=

，则分辨时间为2（或称为符合时间窗宽）。具有这种功能的电路通常称为符合电路，1＋2为其分辨时间。（也就是时间间隔阈值）。返回时间间隔测量时间间隔测量应用实例时间分析器的基本功能

返回时间间隔测量应用实例飞行时间计数器是在高能物理实验中经常用到的探测器系统，用来测量带电粒子的飞行时间，其主要功能是通过所测量粒子的飞行时间信息，结合其它探测器测得粒子的动量和径迹，从而辨别粒子的种类。测量探测器的信号和e+e-的作用发生时刻之间的时间间隔，就可以测量到粒子的飞行时间信息。返回时间分析器的基本功能由时间间隔编码器与数据获取系统组成的时间分析器，用来完成时间间隔测量。时间间隔编码电路是时间间隔测量中关键部件，通常称它为时间－数字转换器（TDC,TimetoDigitConversion

）。输出端的数码值为

其中T0为LSB所对应的时间间隔。TDC的输出再送到数据获取系统进行数据采集与存储，它的功能与多道幅度分析器中数据获取系统相同。

返回时间信号的检出无论是送到符合电路还是送到TDC的信号，要求它的出现时刻与粒子击中探测器的时刻能精确地相对应。事件的产生到信号进入时间信息分析电路之间，大体上如以下过程所示：核事件产生粒子→探测器被击中（t0时刻）→探测器信号输出（t1时刻出现信号）→电子学电路信号处理（放大、成形等）→时检电路检出信号送到时间信号分析电路或符合电路输入端（t0’时刻出现信号）。

时间信号的检出在讨论时间信号检出时，从探测器输出的电流信号有以下几点需要考虑：延迟。t1在t0之后一定时间之后出现展宽。实际的电流信号不是一个信号涨落。(t0’-t0)是一个随机量，而且信号形状也会随机变化。时检电路的功能是使的涨落尽可能小，或者说的晃动很小。

返回§2 .定时技术

产生时间晃动的几个主要因素

时间晃动大小的度量

前沿定时甄别器-固定阈值甄别器恒比定时甄别器（CFD）幅度和上升时间补偿定时（ARC）

返回产生时间晃动的几个主要因素

输入到时间信息分析系统的信号出现时间晃动主要有以下几个因素：探测器的固有晃动。噪声引起时检电路输出的时间晃动。幅度时间游动效应。上升时间游动效应。以上几种因素在不同条件下对晃动所起的影响是不相同的，因而要具体加以分析，分清主次。着重分析幅度和上升时间游动效应产生的时间晃动及其解决办法。

返回探测器的固有晃动不同的探测元件电流信号输出的时间晃动不一样，它的产生原因也不相同，大致因为载流子在探测器内运动途径不同造成的。例：闪烁体和光电倍加管（PMT）组成的闪烁计数器，由于粒子击中的位置不同使光传输到PMT的时间不同，使得其输出信号的时间发生差异，而击中的位置往往是随机的，因而信号输出的时间产生时间晃动。返回噪声引起时检电路输出的时间晃动噪声叠加在信号之上将引起时检电路输出的时间晃动。

返回幅度时间游动效应不同幅度经过时检电路之后在输出时间上产生差异，探测器输出信号幅度的随机变化造成了时间上晃动，称为幅度时间游动效应。返回上升时间游动效应不同上升时间的信号经过时检电路之后会产生在输出信号时间上差异，而有些探测元件输出信号上升时间也存在随机变化，这也就带来了时检电路的输出信号在时间上晃动。这称为上升时间游动效应。

返回时间晃动大小的度量时检电路信号输出与粒子击中探测器之间的时间差td=（t0’-t0）是随机量，它服从一定的分布规律，td的概率密度函数为Pd（td），可以得到各级矩：由此推知td的随机变化情况，来度量的晃动大小。一般可以假设td服从高斯分布，和

是关键参量作为时间晃动的度量

时间晃动大小的度量二个信号时间间隔及其晃动量

时间晃动大小的度量时间晃动实验测量在实验上可以用同一瞬间产生两个粒子的放射源（如60Co源，几乎是同时发射两个粒子[1和2

]）；测量计数随τ（即时间间隔）值变化曲线，图中求得和半高全宽时间FWHMtd,时间晃动为返回前沿定时甄别器-固定阈值甄别器前沿定时特性分析基本电路构型返回前沿定时特性分析（一）将输入信号前沿近似看成线性上升，可用下述关系表示：

输出信号对输入信号的时间延迟可以表示为：

其中ti为输入信号从出现到上升为VT所需时间，t为渡越时间，假定在快甄别器情况下，t很小，暂不加以考虑。在Vi由Vi1变为Vi2时，Vi=(Vi1-Vi2)，如果Vi很小，则输出信号对输入信号的时间延迟差td=(t2-t1)应为：td随Vi变化而发生变化称为幅度时间游动效应。显而可见VT和tm越小，td变化量就越小，幅度时间游动效应就越小前沿定时特性分析（二）上述讨论在Vi很小情况下，如果Vi变化很大时，服从某一种分布规律，要得到td必须Vi的概率密度函数求得td的概率密度函数，得到td。

若达峰时间tm发生变化（也就是上升时间发生变化），延迟时间的变化为：这称为上升时间游动效应。

返回基本电路构型高速运算放大器（例如THS3201、OPA847等）构成的施米特甄别器；

高速比较器（例如AD96687）构成的截止式放大器型甄别器；

双阈甄别电路。高速比较器AD96687构成的甄别器双阈甄别电路由于幅度效应，前沿定时会有较大的定时误差。降低甄别阈，是减少这一误差的重要措施。但甄别阈的减少将会明显引起噪声误触发，为此，设计了双阈甄别电路，采用低阈定时，高阈选通的方案，既可减少噪声影响，又由于甄别阈的降低，还可减少由于幅度效应引起的时间游动甄别器需要有稳定的阈电压。阈电压的产生程控设置的DAC提供。为了减少噪声和外部干扰的影响，得到稳定的阈电压，对DAC提供的输出电压采取了衰减和有源滤波等有效措施。返回恒比定时甄别器（CFD）提出恒比定时的基本思路恒比定时甄别原理恒比定时甄别器实现返回提出恒比定时的基本思路前沿定时除了由幅度游动效应引起较大晃动之外，触发比不恒定也是一个缺点。探测器的固有时间晃动往往与外电路收集到的电荷量与总电荷量比值有关，在某一比值时，固有时间晃动可达到最小。这一比值却好就是触发比P:P=VT/Vi如果能对每一个信号作到恒定的触发比，就可以选择合适的比值，使探测器的固有时间晃动最小。同时能克服幅度游动效应。返回恒比定时甄别原理用经延迟后的输入信号与经过衰减倒相后信号相加之后产生一个双极性信号，该信号从负极性变到正极性的过零时刻与信号幅度无关，在此时刻的信号值与总幅度之比为一恒值。过零甄别器起到在双极性信号的过零时刻检出信号的作用。

恒比定时甄别原理用ui(t)来近似描述输入信号:

经过衰减倒相后信号（其中为衰减因子）：

经延迟后的信号

恒比定时甄别原理经过相加电路之后是一个双极性信号：

从负极性变到正极性的过零时刻：由此可知(1)过零点与信号幅度无关(2)在tz时刻，对于任何幅度都一样。因此tz是一个理想的时刻，既克服了游动效应，又在此时刻的信号值与总幅度之比为一恒值。在这一时刻检出信号可以达到恒比定时的目的。图中过零甄别器ZCD起到在时刻检出信号的作用返回恒比定时甄别器实现门控型恒比定时甄别器双予甄别门控型恒比定时甄别器双极性信号成形方法返回门控型恒比定时甄别器返回双予甄别门控型恒比定时甄别器

成形电路采用恒比成形时，常常取其延迟电路的延迟时间略大于tm，但对于小幅度输入信号，特别是刚过阈值的信号，触发时间已接近而超阈幅度很小，因此甄别器的渡越时间比较长，有可能使前沿甄别器输出信号落在过零时刻之后，这样一来就成为前沿定时了。因此，上述电路对小信号（即刚过触发阈的信号）就起不到恒比定时作用了。为此，提出一种改进方案，即双予甄别门控型恒比定时甄别器，它是在门控型恒比定时甄别器电路基础上再加上一个固定阈值甄别器DT，其阈值比的阈值要大。在小信号时（即输入信号幅度略大于VTP）不能触发DT，因而最后不产生输出。只有输入信号幅度大于VTT才能触发

DT，产生最后输出，这时DP的输出信号不会落在过零时刻之后，保证了恒比定时。但是这样也会带来一个问题，输出信号前沿时刻在略超过情况下亦会落在之后，又将造成输出信号对应的前沿定时时刻。为此在门Y1输出处加上一延迟线作适当延迟，以保证输出信号前沿在DT输出信号之后。返回双极性信号成形方法延迟线成形RC成形

输入信号Vi直接连到比较器的同相输入端，比较器的反相输入端的信号Vc是Vi的低通滤波输出，它在时间上比输入信号滞后。比较器的同相、反相输入端之间的电压差为：

Vr(t)=Vi(t)-Vc(t)=R

i(t)=RCdVc(t)/dt

在电容器上电压达到峰值之后，积分电阻上的电流方向改变，引起比较器输出的翻转。由于电阻电容组成的是一个线性网络，Vr(t)的过零点与输入信号的幅度无关，从而实现了恒比定时功能。返回幅度和上升时间补偿定时（ARC）恒比定时仅仅解决了幅度游动效应，未曾解决上升时间游动效应。ARC定时可同时解决幅度和上升时间游动效应。它的电路结构完全与恒比定时相同。但延迟时间td应满足：相加后输出信号应为

解得

在ARC定时中

对于延迟信号的触发比

对于衰减倒相信号的触发比

在tm不是常数时，和也就不是常数，因而不是真正恒比。

返回§3 .符合电路

符合电路基本结构

符合曲线

快-慢符合符合电路实例

返回符合电路基本结构二个输入信号分别经过定时成形电路之后，使其输出信号前沿晃动很小，以宽度分别为Tw1和Tw2信号加入符合门电路，只有当二个信号发生重叠时符合门才有信号输出，此信号再经过甄别成形之后输出。

设二个输入信号到达时间分别为t1和t2，只有满足

符合门才有输出，其分辨时间应为：

符合电路基本结构以上讨论是在理想条件下得到的，即(1)输到符合门的信号是理想矩形脉冲。(2)符合门和甄别成形电路的渡越时间为零。

返回符合曲线为了测定符合系统（包括探测器在内）的时间分辨能力，常利用同一瞬间产生两个粒子的放射源、或用激发态寿命远小于系统定时误差的放射源来测定系统的瞬时符合曲线。在两路信号通道中，用可变延迟线引入它们之间时间上相对延迟，测定符合系统的输出信号计数率和相对延迟量的关系曲线，此曲线就是瞬间符合曲线。从瞬时符合曲线，可以求得符合系统的分辨时间和效率。电子学瞬时符合曲线物理瞬时符合曲线返回电子学瞬时符合曲线用一个信号源代替放射源和探测器作为二路符合的输入，测得瞬时符合曲线仅反映电路本身的特性，称为电子学瞬时符合曲线。调节相对延迟量，符合电路输出信号送入到一个计数器去，测得计数率，可以求得相对计数率与延迟量的关系曲线，此曲线即为电子学瞬时符合曲线，也就是符合电路产生输出的概率函数。电子学瞬时符合曲线在理想条件下为曲线1如果考虑到：(1)输入信号有一定上升和下降时间，而符合门有一定门槛电平，因而对符合门输入来说，有效宽度变小了。(2)二个信号重合时间减小到一定宽度时，由于符合门和其后继甄别电路有一定渡越时间，当重合时间太窄时，不能响应，这相当于减小了有效宽度。(3)考虑到噪声叠加在信号、符合门的门槛电平和后继电路阈值偏置电路上，使有效宽度发生涨落。由于以上原因，瞬时符合曲线不仅宽度减小，而且形状上偏离了矩形，为曲线2。这就是实际电子学瞬时符合曲线。符合分辨时间定义为瞬时符合曲线的半高全宽FWHM，从图中曲线2可以求得电子学分辨时间返回物理瞬时符合曲线用瞬时符合放射源和探测器系统替代信号源作为符合电路信号输入，测得的相对计数率与延迟量的关系曲线为物理瞬时符合曲线，此曲线包括了探测器和定时系统的时间晃动及偶然符合等因素。物理瞬时符合曲线真符合事件测得的物理瞬时符合曲线应为输入到符合电路二信号时差的概率密度函数与电子学瞬时符合函数的卷积

E与值相近时真符合事件最大输入计数率

偶然符合计数率

真符合事件计数率

为时差涨落的方差

E为电子学分辨时间

物理曲线形状与电子学曲线相似

曲线高度下降，形状变窄，平顶部分消失，这是由于真符合计数被丢失了物理瞬时符合曲线在实际测量中，除了真符合事例外，还有大量不属于同一核事件互不相关的粒子进入二个探测器，它们有可能在分辨时间之内随机地进入符合电路各输入端而产生输出，称这种符合为偶然符合。显而易见，偶然符合应与二个电路相对延迟时间无关。偶然符合计数为：随着E增加，W(td)曲线高度平移地升高。这正是偶然符合所造成的。

WE(td)把看成宽度为E，高度为1的矩形函数

物理瞬时符合曲线由于时间涨落的影响，一对真符合信号到达符合电路的时差出现晃动，当E选得较小时真符合事件可能漏记，造成真符合计数损失。E越小，损失越多。E取得较大时符合曲线出现平顶，其符合事件可被全部记录下来。时差的涨落对计数率的影响可以忽略。E增大，偶然符合计数也正比地增大，偶然符合与真符合计数之比随之增大。从符合曲线中求得偶然符合计数虽然可以再从实际曲线中扣除偶然符合计数而得到真符合计数，但这样会使统计误差增大。分辨时间E的选择要综合加以考虑。从时间分辨和减小偶然符合角度来看，E取小些为好；从真符合计数损失来看，E不能取得太小。符合系统所能达到的最小分辨时间，根本上取决于探测器和定时系统的时间涨落大小。返回快-慢符合时间上相关的事件本身还存在一些特点，例如粒子的能量有一定范围，也就是说信号的幅度落在一定范围之内。在时间符合作为基本条件之下用幅度选择作为辅助措施来减小偶然符合。事例的候选条件除了时间甄别之外，再加上幅度甄别。但是，经过幅度甄别之后的信号往往时间晃动都很大，因此在幅度甄别之后再进行符合，其分辨时间不能取得很小，否则会降低效率（真符合计数损失增加），但增大分辨时间又会使偶然符合增加。为了解决这个矛盾，常采用快慢符合技术。快-慢符合探测器信号经过时检电路后进入快符合电路，因而时间晃动很小，可选取很小的分辨时间。同时，这一对探测器信号又分别经过单道分析器进行幅度选择。只有在时间和幅度上都满足给定条件时，三重慢符合电路才产生输出。其中延迟线td是为了补偿单道分析器产生的时延。返回符合电路实例四路输入信号先经MC10E1651比较器甄别输出，然后用MC10EL01D进行“与”或者“或”逻辑，再通过单稳态芯片MC10198调节输出脉冲宽度，最后分别转换成快NIM和TTL输出。最小时间窗可达到2ns。返回§4.时间分析器

时间分析器的构成时间－数字变换

TDC

时间-幅度变换器（TAC）基于幅度-时间修正的时间间隔测量返回时间分析器的构成

常用的有两类时间分析器二个信号加入到时间间隔编码电路即TDC，TDC输出的数码正比于信号间的时间间隔，再将其送入数据获取和处理系统；二个信号输入到时间间隔幅度变换电路即TAC，TAC的输出幅度正比于信号间的时间间隔，然后送到ADC，进行幅度-数字变换，再送入数据获取与处理系统。时间分析器的构成时间分析器用来测量时间谱，即计数随时间间隔分布曲线。它的作用与幅度分析中多道脉冲幅度分析器相当。关键部分是TDC和TAC返回时间－数字变换

TDC起始停止计数器型TDC基于时间内插技术（TimeInterpolating）的TDC基于时间邮戳（TimeStamp）技术的TDC基于时间放大技术的TDC返回起始停止计数器型TDC待测的起始（start）和停止（stop）二个信号分别输入到触发触复器（FF）S和R二端，FF输出信号T的宽度应为二个输入信号的时间间隔,用来控制时钟门And，时钟振荡器的时钟脉冲加到时钟门输入端，因此通过时钟门的脉冲个数m将正比于信号T的宽度，即正比于二个输入信号的时间间隔tm=tstop-tstart

m=[(tstop-tstart)/T0]取整数T0为时钟脉冲的周期。再将此系列脉冲输入到计数器，进行串行-并行变换，经过译码后以二进制数码并行输出。计数器目前多采用Gray码计数器。起始停止计数器型TDC直接计数器型TDC的优点是电路简单，大尺度时间测量范围，且全数字化，易于集成。时间精度（一个LSB代表的时间间隔量）受到时钟频率以及它的稳定性限制，因为高时钟频率（1GHz以上）在工艺和电路结构上要付出很高代价。这种TDC的时间精度在ns量级。采用自激时钟振荡器会造成2T0的误差，采用它激时钟振荡器误差可以减小到1T0，但是在一般情况下，振荡器起振阶段，频率和幅度不稳定，也会带来误差。返回自然二进制码可以直接由数/模转换器转换成模拟信号，但在某些情况，例如从十进制的3转换为4时二进制码的每一位都要变，能使数字电路产生很大的尖峰电流脉冲。而格雷码则没有这一缺点，它在相邻位间转换时，只有一位产生变化。它大大地减少了由一个状态到下一个状态时逻辑的混淆。格雷码仅改变一位，这样与其它编码同时改变两位或多位的情况相比更为可靠，即可减少出错的可能性。

返回基于时间内插技术（TimeInterpolating）的TDC要满足高时间精度和大尺度测量范围的TDC目前采用所谓的“粗”计数（CoarseCounting）和“细”时间测量（FineMeasurement）相结合的方法。这种方法中，“粗”计数一般由高性能的直接计数器型TDC。使用的参考时钟频率一般在数百MHz，达到几个ns的时间精度；而“细”时间测量的实现则依靠时间内插技术（TimeInterpolation），在一个时钟周期内进行时间内插，达到亚纳秒（100ps~10ps）的时间分辨。时间内插技术的基本思想是采用适当的方法将“粗”计数使用的参考时钟的周期细分为M个等分，并利用其将被测时间间隔与“粗”计数器记录的时间(nT0)之差记录下来，等效于将时钟信号的频率提高了M倍。一个直接的方法就是利用若干个等分的时间延迟单元，如M个抽头“延迟线”来实现时间内插。基于时间内插技术（TimeInterpolating）的TDC受Start和Stop控制的250MHz频率的时钟信号对n位计数器计数，产生4ns时间分辨的“粗”计数。同时在时钟通道中插入一个8抽头“延迟线”，各抽头组成0.5ns的延迟单元，其输出被送入各符合电路的相应输入端，Stop信号则作为一个公共信号送入各符合电路的另一输入端，与延迟线上传输的信号做符合，记录下当Stop信号到来时，时钟信号在“延迟线”上传输的位置，即延迟的时间量。该信息经译码电路给出时间数据的最低的3位数据，相当于将“粗”时间计数的时钟周期细分了8个等分，实现了0.5ns的时间分辨。

几种“延迟线”技术

门电路组成的延迟电路锁相环（PhaseLockedLoop，简称为：PLL）技术延迟锁定环（DelayLockedLoop，简称为：DLL）技术无源RC延迟线返回门电路组成的延迟电路通常是由两个CMOS反向器门电路构成一个延迟单元。时间分辨则由一个延迟单元的延迟时间所决定。这种方法电路简单，占用较少的资源，易于与其它电路部分集成为单片的TDC集成芯片。缺点是门电路的延迟时间容易受到供电电压波动和温度变化的影响而产生变化，需要经常进行刻度。返回锁相环技术在时间内插电路应用中，门电路延迟线是作为VCO（VoltageControlledOscillator）的一部分放在环中，构成一个环形振荡器，振荡周期由门电路的延迟时间所决定。当供电电压变化或者是温度变化时，利用负反馈机制，改变各门电路单元的供电电流，调整和稳定各门电路单元的延迟时间，稳定VCO的输出频率。因此消除了由于供电电压变化和温度变化带来的延迟时间变化。另外，这种电路还具有易于集成，功耗小的优点。

返回延迟锁定环技术

DLL技术与PLL技术很类似，也是将门电路延迟线放在反馈环中，通过相位检测，调整各门电路单元的供电电压，调整和稳定各门电路单元的延迟时间。在DLL电路中，输入参考时钟直接与其通过门电路延迟线后的信号进行相位检测。门电路延迟线并不形成闭环结构，所以不存在VCO电路，而是形成一个所谓的VCDL（VoltageControlledDelayLine）电路。返回无源RC延迟线DLL电路的每个延迟单元输出都同时送入各Hit寄存器的相应D输入端，当一个物理事例信号产生时，Hit信号经一个RC延迟线，产生M个不同相位延迟的信号将当前DLL的时钟沿状态记录下来。设RC延迟线的单元延迟时间等于tN/M，则所得到时间精度为：Tbin=TRef/N.M，其中，N为DLL的延迟单元个数，M为RC延迟线的延迟单元个数。返回基于时间邮戳（TimeStamp）技术的TDC传统的TDC测量时间间隔采用所谓的“Start-Stop”技术，即用Start信号启动TDC计数，用Stop信号停止计数。把Start和Stop都作为一个击中（HIT），时间邮戳（TimeStamp，或称为时间标记）技术是通过记录每个HIT发生的时刻，再由数据处理电路（如DSP）计算得到HIT之间的时间间隔，这已成为比较通用的方法。HIT发生的时刻的记录是采用“粗”计数和“细”时间测量相结合方法，“细”时间测量采用“延迟线”时间内插和符合方法。基于时间邮戳（TimeStamp）技术的TDC欧洲粒子物理实验室推出的通用性极强的高集成度TDC芯片HPTDC基于时间邮戳技术的TDC，时间精度为~25ps。ACAM公司的GPX和GP2是基于时间邮戳技术的TDC商业产品。时间精度也在几十ps。返回基于时间放大技术的TDCWilkinson型TDC游标尺（Vernier）计时器返回Wilkinson型TDCWilkinson型TDC是上世纪50年代提出的，其基本思想是基于所谓的时间放大（TimeStretch）原理，人们也常称其为双斜率型TDC。这种TDC是电路中采用两个不同的恒流源I1和I2。采用大电流I1对电容快速充电，充电时间T1正比于输入信号Start和Stop的时间差。而在数字化时，采用小电流I2放电，同时用一个高速计数器在充电时间T1和放电时间T2内进行时钟计数。很显然，计数器中的计数N正比于输入的Start和Stop信号的时间差。而时间放大因子K则由两个恒流源电流的比值K=T2/T1=I1/I2确定。这种TDC有较大的变换（死）时间，约等于（K+1）T1，不适合高计数率应用。

返回游标尺（Vernier）计时器二个信号分别加入到起始端和停止端，触发T1和T2两个振荡器后加入符合门，用符合输出作为二个关闭振荡器的关门信号用振荡器T1输出的信号作为地址寄存器（计数器）的输入，作串行-并行变换后输出数码。游标尺（Vernier）计时器两个门控振荡器产生频率略微不同的两个时钟信号，其频率分别为f1=1/T1和f2=1/T2，T1>T2，T=T1-T2=T1/K，CP1为T1输出，它的第一个脉冲出现的时刻为TA1，第i个脉冲出现的时刻为TAi;CP2为T2输出，它的第一个脉冲出现的时刻为TB1，第i个脉冲出现的时刻为TBi；Tx=TB-TA为待测时间间隔，有：为时间脉冲宽度，取

T，当TBm-TAm<时，符合门就有输出，而关闭二个振荡器。输入到地址寄存器的脉冲个数为m，这种TDC的时间道宽为T，将二个振荡器的频率差做得很小，就可以获得很小的时间道宽。

游标尺（Vernier）计时器二个输入信号之间时间间隔为Tx=TB-TA，而时钟振荡器起振与停止的时间间隔为Ty=Tam-T1＝(m-1)T1，是进行一次变换所需要时间，游标尺计时器等效于一对时间信号将其时间间隔放大了K倍之后再去控制一个时钟门。返回时间幅度变换器（TAC）TAC基本原理TAC实例返回TAC基本原理时间-幅度变换是把两个信号之间的时间间隔长短转换成一个幅度与其间隔成正比的输出信号最方便的办法是在此间隔内对电容器进行恒流充电,静态时S1和S2闭合，C上电压为零，起始信号将S1断开，恒流源对C充电，C上电压线性上升，停止信号将S2断开，C上的电压正比于两个信号之间的时间间隔。电容器上保持住的电压为Vc=I·tx/C，tx为二个输入信号的时间间隔。返回TAC实例初始状态，S1、S2和S4断开，S3导通；Start信号输入，S1andS4导通，S3断开，恒流源I1对C1充电，在A1的输出产生线性上升电压；当达到阈值Vref时，COM1将对FF2置位，S2导通，两倍于I1电流的恒流源I2流过开关，流过C1为方向相反I1，C1恒流放电，使A1的输出电压线性下降；直到A1的输出为零，COM2复位，S2断开，C1再次被I1充电；重复上面过程，从而A1的输出幅度为零到Vref之间变化的三角波形。Stop信号到达，S1andS4断开，S3导通，恢复到初态。S4、C2和A2构成一个峰保持电路，在stop信号到达时刻的幅度Vt保持，进行AD变换。CTR1和CTR2两个计数器分别记录FF2的Q和/Q计数。时序图三角波周期为Vt值为NA/D为VT经过AD变换的数码；Nsum为CTR1和CTR2的计数N1和N2之和；时间间隔T（Start与Stop之间）为时间分辨为其中K为ADC的位数。这种TDC的分辨可以达到几十psTAC实例电路实现A1和A2放大器采用高速运放AD825；触发触复电路FF和计数器采用MAX9698S210DE用作模拟开关MAX6250用作建立电流源和Vref返回基于幅度-时间修正的时间间隔测量在当代大型物理实验中，由于通道数很多，恒比定时的电路相对比较复杂，造价高，用于时间测量，通常采用简单的前沿定时方法，并且利用同一信号的幅度（电荷）测量对幅度-时间游动带来的定时误差进行修正（一般是离线修正），这已成为一种基本的方法。

基于幅度-时间修正的时间间隔测量的原理图前端电路的具体实现返回§5.脉冲形状甄别（PSD）

脉冲形状甄别经常用来鉴别粒子的类型。不同类型的粒子在某些探测器中产生的电流脉冲形状有明显差别，藉此可用来甄别粒子的种类。粒子类型的鉴别可以将各种粒子混在一起的能谱分别予以记录，避免相互叠迭。也可用来剔除某一类粒子的本底。从电路原理角度来区分，脉冲形状甄别有电荷比较法与时间比较法二种时间比较法波形甄别的原理探测器输出的电流脉冲被积分后形成电压脉冲，它的上升时间仅决定于电流脉冲的形状与宽度；将它成形为双极性，使过零点时间与幅度无关，仅决定于信号的上升时间，也就是决定于探测器的电流脉冲的形状与宽度。利用这一个特点就可用来作波形甄别，用于粒子类型的鉴别。波形甄别电路前沿时检电路的阈值调节很低，它的输出信号vl在输入信号起始时刻t0出现；过零时检电路的输出信号vz在信号过零时刻tz产生，而tz与探测器输出的电流脉冲形状和宽度有关。调节延迟时间td(tz-t0)使输入到符合电路的信号重叠符合电路产生输出（图b中vi1的情况）。若(tz-t0)不等于td的情况，符合电路不产生输出。这类输入信号就被剔除了（图中vi2情况）。波形甄别电路改进用TAC来替代符合电路，使不同波形的输入信号产生不同幅度的信号输出，再用幅度选择器作幅度选择，用此方法作波形甄别更为方便。二个时检电路可用二个不同比值的恒比定时电路替代，同样可以得到波形甄别的结果。返回演讲完毕，谢谢观看！86欧债危机3解救方案1欧债危机简介4近年动态聚焦2危机原因深究5欧债危机与中国欧债危机的全面观欧债危机87相关概念主权债务：指一国以自己的主权为担保向外，不管是向国际货币基金组织还是向世界银行，还是向其他国家借来的债务主权债务违约:现在很多国家，随着救市规模不断的扩大，债务的比重也在大幅度的增加主权信用评价:体现一国主权债务违约的可能性，评级机构依照一定的程序和方法对主权机构（通常是主权国家）的政治、经济和信用等级进行评定，并用一定的符号来表示评级结果。1欧债危机简介88欧债危机，全称欧洲主权债务危机，是指自2009年以来在欧洲部分国家爆发的主权债务危机。欧债危机是美国次贷危机的延续和深化，其本质原因是政府的债务负担超过了自身的承受范围。欧债危机简介89开端三大评级机构的卷入发展比利时，西班牙陷入危机蔓延龙头国受到影响升级7500亿稳定机制达成欧债危机简介发展过程901欧债危机简介欧猪五国PIIGS（PIIGS—欧债风险最大的五个国家英文名称第一个字母的组合）希腊——债务状况江河日下

葡萄牙——债务将超经济产出西班牙——危险的边缘意大利——债务状况严重爱尔兰——债务恐继续增加91目前，希腊属欧盟经济欠发达国家之一，经济基础较薄弱，工业制造业较落后。海运业发达，与旅游、侨汇并列为希外汇收入三大支柱。农业较发达，工业主要以食品加工和轻工业为主。希腊已陷入经济衰退5年，债务危机持续2年多，已经给希腊经济、政治和社会带来了极大的破坏。严重经济衰退带来的直接后果是，失业率高企，民众生活每况愈下。与此同时，政府收入锐减，偿债目标一再被推迟。2011年11月，希腊失业率高达21%，超过100万人待业。。目前，希腊社会阶层情绪对立严重，普通民众认为，正是当权者无所作为，才将这个国家引向了目前这种灾难性局面。而政府官员普遍存在的贪污腐败和无所作为，更是加重了民众的不满。希腊债务危机92葡萄牙是发达国家里经济较落后的国家之一，工业基础较薄弱。纺织、制鞋、旅游、酿酒等是国民经济的支柱产业。软木产量占世界总产量的一半以上，出口位居世界第一。经济从2002年起有所下滑，2003年经济负增长1.3%。2004年国内生产总值为1411.15亿欧元，经济增长1.2%。2005年国内生产总值为1472.49亿欧元，人均国内生产总值为13800欧元，经济增长率为0.3%。葡萄牙债务危机932010年1月11日，穆迪警告葡萄牙若不采取有效措施控制赤字将调降该国债信评级。

2010年4月，葡萄牙已经呈现陷入主权债务危机的苗头。葡萄牙当时的公共债务为GDP的77%，与法国处于相同水平；但是，企业以及家庭、人均的债务均超过了希腊和意大利，高达GDP的236%，葡萄牙债券已被投资者列为世界上第八大高风险债券。2011年3月15日，穆迪把对葡萄牙的评级从A1下调至A3。穆迪称，葡萄牙将面对很高的融资成本，是否能够承受尚难预料，该国财政紧缩目标能否如期实现也存在变数。再考虑到全球经济形势仍不明朗、欧洲中央银行可能提高利率以及高油价带来更高经济运行成本，该机构决定下调该国主权信用评级。94惠誉2010年12月把葡萄牙主权信用评级从“AA－”调低至“A＋”2011年3月25日，标普宣布将葡萄牙长期主权信贷评级从“A-”降至“BBB”，3月29日，标普宣布将葡萄牙主权信用评级下调1级至BBB-2011年4月1日，惠誉下调葡萄牙评级，将其评级下调至最低投资级评等BBB-。称债台高筑的葡萄牙需要救援。2011年4月，葡萄牙10年期国债的预期收益率已经升至9.127%，创下该国加入欧元区以来的新高。与此同时葡萄牙将至少有约90亿欧元的债务到期，葡萄牙政府实在支撑不住了，既没钱、没法偿还到期的债务，又没有有效的融资途径，不得不提出经济救援申请。95房地产泡沫是爱尔兰债务危机的始作俑者。2008年金融危机爆发后，爱尔兰房地产泡沫破灭，整个国家五分之一的GDP遁于无形。随之而来的便是政府税源枯竭，但多年积累的公共开支却居高不下，财政危机显现。更加令人担忧的是，该国银行业信贷高度集中在房地产及公共部门，任何一家银行的困境都可能引发连锁反应。爱尔兰5大银行都濒临破产。为了维护金融稳定，爱尔兰政府不得不耗费巨资救助本国银行，把银行的问题“一肩挑”，从而导致财政不堪重负。财政危机和银行危机，成为爱尔兰的两大担忧。史上罕见，公共债务将占到GDP的100%。消息一公布，爱尔兰国债利率随即飙升。爱尔兰十年期国债利率已直抵9%，是德国同期国债利率的三倍。由此掀开了债务危机的序幕。房地产业绑架了银行，银行又绑架了政府，这就是爱尔兰陷入主权债务危机背后的简单逻辑。

爱尔兰债务危机962011年9月19日，标普宣布，将意大利长期主权债务评级下调一级，从A+降至A，前景展望为负面。在希腊债务危机愈演愈烈之际，意大利评级下调对欧洲来说无疑是雪上加霜。2010年意政府债务总额已达1.9万亿欧元，占GDP比例高达119%，在欧元区内仅次于希腊。由于意大利债务总额超过了希腊、西班牙、葡萄牙和爱尔兰四国之和，因此被视为是“大到救不了”的国家。意大利债务危机97

意大利和其他出现债务危机的欧洲国家所面临的，并不是简单收支失衡问题，而是根本性的经济扩张动能不足问题。这些南欧国家在享受高福利的同时，却逐渐失去全球经济竞争力。其不同程度存在的用工制度僵化、创新能力低、企业活力不足、偷税以及政治内耗剧烈等，是解决债务危机的重要障碍。然而，目前意政府乃至整个欧元区在应对债务危机上，还仅仅以紧缩开支、修复政府短期资产负债表为主攻方向，在体制性改革问题上却重视不够。倘若这些陷入危机的南欧国家不进行一番伤筋动骨的体制性改革，债务危机将无法获得根本性解决。982011年10月7日，惠誉宣布将西班牙的长期主权信用评级由“AA+”下调至“AA-”，评级展望为负面。2011年10月18日，继惠誉和标普之后，穆迪也宣布将西班牙的主权债务评级下调两档至A1，前景展望为负面经济疲软、财政“脱轨”，加上超高的失业率和低迷的房地产市场让西班牙已不堪重负。该国经济增长乏力、财政债台高筑和房地产市场萎靡不振，以及这些问题之间不断加深的负面反馈效应。西班牙债务危机991.影响欧元币值的稳定2.拖累欧元区经济发展3.延长欧元区宽松货币的时间4.欧元地位和欧元区稳定将经受考验5.威胁全球经济金融稳定1欧债危机简介主要影响100crisis2整体经济实力不均1协调机制与预防机制的不健全3欧元体制天生弊端4.欧式社会福利拖累6欧洲一体化进程5民主政治的异化:2欧债危机形成原因1011.欧元区内部机制：协调机制运作不畅，预防机制不健全,致使救助希腊的计划迟迟不能出台，导致危机持续恶化。

2.整体经济实力薄弱：遭受危机的国家大多财政状况欠佳，政府收支不平衡在欧元区内部存在严重的结构失衡问题，地域经济水平的差异和经济结构差异导致债务危机国家的竞争力削弱；

3.欧元体制天生弊端：作为欧洲经济一体化组织，欧洲央行主导各国货币政策大权，欧元具有天生的弊端，经济动荡时期，无法通过货币贬值等政策工具，因而只能通过举债和扩大赤字来刺激经济,《稳定与增长公约》没有设立退出机制；2债务危机形成原因主要原因1024.欧式社会福利拖累：高福利制度异化与人口老龄化，希腊等国高福利政策没有建立在可持续的财政政策之上(凯恩斯主义财政政策的长期滥用)，历届政府为讨好选民，盲目为选民增加福利，导致赤字扩大、公共债务激增，偿债能力遭到质疑。

5.民主政治的异化:6.欧盟内部：德国坚定地致力于构建“一体化”欧洲的战略，法国有相同的意向，但同时也希望通过“欧洲一体化”来遏制德国。德法有足够的经济实力和雄厚的财力在欧债危机之初，甚至现在在很短时间内疚可遏制危机蔓延并予以解决。之所以久拖不决，其根本目的在于借欧债危机之“机”，整顿财政纪律（特别市预算权），迫使成员国部分让出国家财政主权，以建立统一的欧洲财政联盟，在救助基金及欧洲央行的配合下，行使欧元区“财政部”的职能，以便加速推进欧洲一体化进程2债务危机形成原因主要原因1031评级机构2财务造假3积税与就业4EU引起威胁2债务危机形成原因关于评级机构及其他104二、1.评级机构:美国三大评级机构则落井下石，连连下调希腊等债务国的信用评级。(2009年10月20日，希腊政府宣布当年财政赤字占国内生产总值的比例将超过12%，远高于欧盟设定的3%上限。随后，全球三大评级公司相继下调希腊主权信用评级，欧洲主权债务危机率先在希腊爆发。)至此，国际社会开始担心，债务危机可能蔓延全欧，由此侵蚀脆弱复苏中的世界经济。2财务造假埋下隐患：希腊因无法达到《马斯特里赫特条约》所规定的标准，即预算赤字占GDP3%、政府负债占GDP60%以内的标准，于是聘请高盛集团进行财务造假，以顺利进入欧元区。3.税基与就业不乐观：经济全球化深度推进带来税基萎缩与高失业4．欧盟的威胁：马歇尔计划催生出的欧共体，以及在此基础上形成的欧盟，超出了美国最初的战略设定，一个强大的足以挑战美元霸主地位的欧元有悖于美国的战略目标。

2债务危机形成原因关于评级机构及其他1051欧盟峰会成果（2011.10）2欧盟峰会成果（2011.12）3宋鸿兵3解救方案106一、银行体系注资问题

3解救方案之10月峰会欧盟被迫采取一系列措施提供流动性，借以稳定银行体系：欧洲央行联合美联储、英国央行、日本央行和瑞士央行在3个月内向欧洲银行提供无限量贷款；欧洲央行重启抵押资产债券的收购；欧洲央行重新发放12个月期银行贷款。在此次峰会上，欧盟领导人达成一致，要求欧洲90家主要商业银行在2012年6月底前必须将资本金充足率提高到9%。银行国别资本补充额度（单位：亿欧元）希腊300西班牙262意大利147葡萄牙78法国88德国52总计约10601073解救方案之10月峰会二、EFSF扩容问题实现“EFSF的杠杆化操作”，即以目前现有资金向高比例债券提供担保，主要分为两种方式：方式一：按20-25%的比例，用EFSF剩余资金额度为新发债券提供“信用增级”，投资者购买债券时可以购买“风险保险”，从而使债券获得EFSF的担保，当债券出现违约损失时，债权人可以从EFSF获得至少20%的面值补偿；方式二：依托EFSF成立“特别用途工具”（也有称“特别用途投资工具”，缩写为SPV/SPIV），吸纳欧盟以外民间或主权基金以充实EFSF可用资金额度。1083解救方案之10月峰会三、希腊主权债务减记问题欧盟和IMF：1090亿欧元援助贷款银行等私人投资者：自愿减记21%私人债仅减记幅度第二轮救助计划所需资金21%252050%114060%1090私人债仅减记幅度与第二轮救助希腊计划所需资金对比1093解救方案之12月峰会一、达成“新财政协议”财政协议的主要内容包括：1.政府预算应实现平衡或盈余，年度结构性赤字不得超过名义GDP的0.5%；2.成员国超过欧盟委员会设定的3%的赤字上限，将受到欧盟制裁，除非多数欧元区成员国反对；3.债务占比超过60%的国家，其债务削减数量指标的细则必须依据新的规定；欧盟将加强对成员的财政监督和评估，有权要求涉嫌违反《稳定与增长公约》的成员国重新修改预算；4建立并落实各成员国政府债券发行计划事先报告制度5.加强财政一体化；加强协调与管理，强化欧元区。1103解救方案之十二月峰会二、强化EFSF和ESM强化EFSF：迅速实施EFSF的杠杆化扩容方案；欢迎欧洲央行作为EFSF介入市场操作的代理机构；EFSF将继续发挥作用，为已启动的项目提供融资。调整ESM：ESM提前至2012年7月启动；欧盟委员会和欧洲央行为维护金融和经济稳定，可对金融援助做出紧急决定，达到85%多数同意即可；实缴资本和ESM已发放贷款的比率维持在15%以上。（同时运行，强化救助能力）

1113解救方案之12月峰会三、向IMF注资，提高救助资金的融资规模“双边贷款”：共注资2000亿欧元欧元区国家央行：1500亿欧元非欧元区国家：500亿欧元1123解救方案之宋鸿兵建议化解危机的办法：一、财政同盟（效仿美国统一的财政部所具备的转移支付的功能）二、欧洲央行（ECB）入市，收购流动性差的资产三、发行欧盟债券四、银行同盟，使银行资本能够跨境自由流动1132014--06情况好转，恢复态势良好各项经济指标触底回升财政监管、金融监管机制2014--07欧债危机重演趋势增加欧洲股市全线大跌的元凶“欧洲银行业”欧版QE计划迟迟未公布（量化宽松，简称QE，是一种货币政策，主要指各国央行通过公开市场购买政府债券、银行金融资产等做法。）4欧债危机新动态（2014-06至今）1142014--09急性后逐渐平息转入“慢性期”金融市场危机将渐渐“转移”成实