电力电子建模考试论文

-z.基于SVPWM的三相全控桥式整流电源1.前言由全控型器件构成的三相PWM整流器，可以提供正弦化低谐波输入电流，高功率因数及双向能量流动，具有体积小、重量轻等特点，在功率因数补偿，电能回馈，有源滤波等领域得到越来越广泛应用，也是目前研究的热点。其中电压型PWM整流器(简称VSR)因其构造简单、损耗低、控制方便等一系列优点，成为PWM整流器研究的重点。本文在研究三相电压型PWM整流器的前馈解耦控制策略的根底上，结合空间矢量调制(SVPWM)的算法，设计了三相电压型PWM整流器控制系统，并通过仿真试验验证了采用此控制策略的整流器具有动态响应快、输出直流电压稳定、输入电流THD低等优点。2.PWM整流电流根本原理三相电压型PWM整流器交流侧采用三相对称的无中线连接方式，由6个功率开关管构成，如图1所示。它稳态工作时，输出直流电压不变，开关管按正弦规律脉宽调制，整流器交流侧的输出电压和逆变器一样，忽略整流器输出交流电压的谐波，变换器可以看作是可控正弦三相电压源，它和正弦的电网电压共同作用于输入电感，产生正弦电流波形，适当控制整流器输出电压的幅值和相位，就可以获得所需大小和相位的输入电流。在本文中，我们将采用电流内环电压外环的直接电流控制，以到达直流侧输出稳定直流电压，交流侧功率因数可控〔单位功率因数〕和输入电流谐波含量低的控制目的。图1三相电压型全控桥式整流电路原理图3.三相PWM整流器的控制策略利用电路根本定律(基尔霍夫电压、电流定律)对三相电压型PWM整流器建立一般数学描述，并进展空间矢量变换，可以得到电压源型PWM整流器的数学模型为：〔1〕陈瑶31页式中，、分别为电网电压的d、q轴分量；、分别为输入电流的d、q轴分量；、分别为整流器三相全控桥输入电压的d、q轴分量；、分别为开关函数的d、q轴分量；由式(1)可知，d、q轴电流除受控制量、的影响外，还受到穿插耦合电压、的扰动和电网电压、的扰动。因此单纯的d、q轴电流负反应不能实现解耦，为此引入前馈解耦控制。采用前馈解耦控制即可实现由、分别独立控制两电流。此时有：〔2〕式中：、分别为电流内环比例和积分调节增益；、分别为电流指令值。由式〔1〕中的第三项可得到电压环的PI控制模型为：〔3〕式中：、分别为电流内环比例和积分调节增益；为直流输出电压指令值。由式〔2〕和式〔3〕可得到三相PWM整流器电流内环电压外环的双闭环前馈解耦控制框图如图2所示：图2三相PWM整流器双闭环前馈解耦控制框图4.PI调节器设计一般来说，三相PWM整流系统中电流内环参数通常按照典型I型系统参数整定原则来选取，使电流内环获得较好的跟随性能；电压外环参数通常按照典型Ⅱ型系统参数整定原则设计，以获得最优的调节性能并保证系统的稳定性。4.1电流PI调节器设计整流器系统中，电流环作为内环，迫使输入电流跟踪指令电流，能够提高系统的动态响应能力。假定给定电压在PWM线性调制区内没有饱和，由轴电流完全被解耦，在设计电流控制器时考虑反应电流输入信号滤波，同时考虑整流器本身的时间常数，得到如图3所示的简化q轴电流环等值方框图。图3简化q轴电流环等值方框图图3中KPWM为整流器的放大倍数，Ts为电流内环电流采样周期(即亦为PWM开关周期)，为反应通道滤波时间常数。文献[2]给出了PI调节器参数的设计方法如公式(4)所示。〔4〕4.2电压PI调节器设计电压调节器作为外环调节，能稳定输出直流电压，使得输出直流电压比输入电压峰值高。由文献[2]可得三相VSR电压外环简化构造如图4所示。图中、为电压外环PI调节器参数；为电压采样小惯性时间常数与电流内环等效小时间常数的合并。三相VSR电压环简化构造：图4简化电压环等值方框图电压外环PI控制器参数5.SVPWM算法电机的理想供电电压为三相正弦，其表达式如下：〔3.13〕按照合成电压矢量的定义：〔3.14〕其中，将式(3.13)代入式(3.14)中，得到理想供电电压下的电机电压空间合成矢量为：〔3.15〕理想情况下，电压空间矢量为圆形旋转矢量，而磁通为电压的时间积分，也是圆形的旋转矢量。现在我们观察逆变器的输出情况。图3-2绘出了三相PWM逆变器供电给异步电动机的原理图。图3-2三相逆变器拓扑图为了简单起见，六个功率开关器件都用开关符号表示。为使电机对称工作，必须三一样时供电：即在任一时刻一定有处于不同桥臂的三个器件同时导通，而相应桥臂的另三个功率器件则处于关断状态。如果上桥臂器件导通用“1”表示，下桥臂器件导通用“0”表示，按式〔3.14〕定义，变换器可以输出8个电压空间矢量。其中，对于〔000〕和〔111〕状态，变换器输出的电压空间矢量等于零，所以也称零矢量，而其它6个矢量称为有效矢量，有效矢量长度均等于，空间状态矢量图如图3-3图3-3空间状态矢量图对称的三相正弦变量按式〔3.14〕合成，将得到一个幅度固定的空间矢量。同样，一个匀速旋转的空间矢量在三相空间A、B、C轴上的投影是三相对称的正弦变量。由于变换器实际能产生的矢量有限，不可能输出角度连续变化的空间矢量。为获得旋转的电压空间矢量，只有利用各矢量作用时间的不同，来等效合成所需的矢量。以第三扇区为例，用最近的两个相邻有效矢量、和零矢量合成参考矢量，等效矢量按伏秒平衡原则合成。于是有〔3.16〕式中：、、分别是、和零矢量的作用时间；为采样周期。式〔3.16〕的意义是：矢量在时间内所产生的积分效果和、及零矢量作用时间的积分效果一样。将、代入式〔3.16〕得〔3.17〕由式〔3.17〕得〔3.18〕随着参考电压空间矢量的增加，输出电压的基电压幅值也线性增加，逐渐减小，但应满足〔3.19〕SVPWM的算法SVPWM信号的实时调制，需要的二维静止坐标系轴和轴的分量和以及PWM周期作为输入。〔一〕确定矢量所在扇区通过分析和的关系，可以得到如下的规律：(3.20)(1)如果>0，则A=1,否则A=0；(2)如果>0，则B=1,否则B=0；(3)如果>0，则C=1,否则C=0。则扇区号N=A+2B+4C。〔二〕相邻两矢量作用时间确实定(图3-4，*YZ模块)令〔3.21〕如果各扇区分区如图〔3-3〕所示，则各扇区相邻两矢量作用时间如表3.1(图3-4，T1T2模块)。表3.1T1、T2赋值表扇区号ⅠⅡⅢⅣⅤⅥT1ZY-Z-**-YT2Y-**Z-Y-Z注：T1表示前一矢量，T2表示后一矢量。假设出现饱和则，。〔三〕确定比拟器的切换点〔图3-4，CMPR_OUT模块〕为了计算空间矢量比拟器切换点、、，定义〔3.22〕这样由表3.2可得各个扇区作用时间波形。表3.2开关切换时间表比拟器切换点ⅠⅡⅢⅣⅤⅥ5.硬件设计5.1输入滤波电感三相VSR网侧电感对三相VSR系统的影响是综合性的，其取值不仅影响系统的动静态性能，而且还会对三相VSR的额定输出功率等其它因素产生影响。增大电感值，可以抑制系统输入电流的谐波，减小整流器对电网的污染，但是系统所能够提供应负载的最大功率就会下降。综合对滤波性能和输出功率的影响，本系统取是网侧电动势峰值；是最大允许谐波电流脉动量，一般取，为网侧电流的峰值；是系统给定功率；为开关周期，本系统取0.0005s。经计算得因此本系统取10mH/50A滤波电感。5.2滤波电容输出滤波电容的设计方法是以电容电压波动量为设计的出发点。引起电压波动的原因是由于负载变化引起的瞬态过程中输入及输出的功率不平衡，特别是当系统工作模式由最大功率整流到最大功率逆变突变时(或反之)，输入输出功率偏差最大，且瞬态过程最长，而瞬态过程中功率偏差引起电容上较大的电压波动，确定电容电压波动的上限后可得到电容的计算公式：其中是电容电压的波动量，是网侧功率因数。计算可得本系统中因此本系统取4700uF/800V滤波电容。6.实验仿真在MatlabS/Simulink环境建