第6章 调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)

6.1概述6.2振幅调制与解调原理6.3调幅电路6.4检波电路6.5混频6.6倍频6.7实例介绍6.8章末小结第6章调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)返回主目录1第6章第6章频率变换电路

6.1概述频谱变换电路：具备将输入信号频谱进行频谱变换，以获取具有所需频谱的输出信号这种功能的电路就叫做频谱变换电路。

1、调制：发送端一方将需传送的信号（调制信号）附加在高频振荡上，再由天线发送出去，此过程称为调制，此时高频振荡波又称载波。2、解调：接收方将附加在高频振荡上的传送信号（调制信号）提取出来，还原成原信号（调制信号）。3、调制的作用

2第6章4、调制方式：（1）、正弦波调制：用调制信号来改变载波信号振幅、频率、相位，分别称为调幅（AM）、调频（FM）、调相波（PM）。（2）、脉冲波调制：用调制信号来控制脉冲波振幅、宽度、位置，再用此巳调波对载波进行调制，分别称为脉冲振幅（PAM）、脉冲宽度（PDM）、脉位（PPM）。3第6章频谱变换电路频谱搬移电路频谱非线性变换电路调幅及解调电路混频电路倍频电路普通调幅及解调电路单边带调幅解调电路双边带调幅解调电路调频电路调频波的解调电路直接调频电路间接调频电路变容二极管调频电路晶体管振荡器直接调频电路电容话筒调频电路电抗管调频电路斜率鉴频器相位鉴频器比例鉴频器移相乘积鉴频器脉冲均值鉴频器锁相环鉴频器跟相环鉴频器5.分类4第6章

6.2模拟乘法器本节主要介绍变跨导式模拟乘法器。变跨导式模拟乘法器是以恒流源式差分放大电路为基础，并采用变换跨导的原理而形成的，其符号见下图。

1单片集成模拟乘法器模拟乘法器可实现输出电压为两个输入电压的线性积，典型应用包括：乘、除、平方、均方、倍频、调幅、检波、混频、相位检测等。

5第6章现将常用的Motorola公司MC1496/1596(国内同类型号是XFC-1596),MC1495/1595(国内同类型号是BG314)和MC1494/1594单片模拟乘法器的参数指标简介如下。MC14系列与MC15系列的主要区别在于工作温度,前者为0℃～70℃,后者为-55℃～125℃。其余指标大部分相同,个别后者稍好一些。表6.3.1给出了MC15系列三种型号模拟乘法器的参数典型值。6第6章7第6章8第6章（1）Ry=02MC1596芯片工作原理9第6章10第6章11第6章说明:(1)MC1596是以双差分电路为基础,在Y输入通道加入了反馈电阻,故Y通道输入电压动态范围较大,X通道输入电压动态范围很小。(2)MC1596工作频率高，常用作调制、解调和混频,通常X通道作为载波或本振的输入端,而调制信号或已调波信号从Y通道输入。当X通道输入是小信号(小于26mV)时,输出信号是X、Y通道输入信号的线性乘积。(3)当X通道输入是频率为ωc的单频很大信号时(大于260mV)，根据双差分模拟乘法器原理(可参看例5.4)，输出信号应是Y通道输入信号和双向开关函数K2(ωct)的乘积。两种情况均可实现调幅。12第6章6.3振幅调制与解调原理6.3.1普通调幅方式

1普通调幅信号的表达式

、波形、频谱、和带宽设载波为uc(t)=Ucmcosωct，调制信号为单频信号，即：uΩ(t)=UΩmcosΩt，则普通调幅信号为：uAM(t)=(Ucm+kUΩmcosΩt)cosωct=Ucm(1+MacosΩt)cosωct其中调幅指数：,0＜Ma≤1,k为比例系数。13第6章uΩ(t)、uc(t)、uAM(t)的波形如图所示。（1）、普通调幅信号的振幅由直流分量Ucm和交流分量kUΩmcosΩt迭加而成,其中交流分量与调制信号成正比,。（2）、调幅指数Ma可写成：14第6章由波形图可知，当Ma＞1时,普通调幅波的包络变化与调制信号不再相同,产生了失真,称为过调制,故普通调幅要求Ma必须不大于1。（3）、uAM(t)的频谱包括了三个频率分量：ωc(载波)、ωc+Ω(上边频)和ωc-Ω(下边频)。（4）、原调制信号的频带宽度是Ω,而普通调幅信号的频带宽度是2Ω,是原调制信号的两倍。15第6章（5）、由如单频调幅信号加在负载R上,则载频分量产生的平均功率为:调幅信号总平均功率为:单个边频分量产生的平均功率:说明：（1）、调幅波输出功率随Ma的增大而增大，其增加部份为两个边带产生的功率。（2）、载频本身并不包含信号，但它功率却占整个调幅波功率绝大部份。携带信息的边频功率最多只占总功率的三分之一(因为Ma≤1)。在实际系统中,平均调幅指数很小,所以边频功率占的比例更小,功率利用率更低。16第6章（3）、要提高功率利用率,可以只发送两个边频分量而不发送载频分量,此称为双边带调幅；或者，只发送其中一个边频分量,此称为单边带调幅。17第6章uΩ(t)为非单频信号时，设频率范围是Ωmin～Ωmax，载频仍为ωc,则普通调幅信号为调制信号中所有频率分量分别与载频调制后的迭加,而各对上、下边频的迭加组成了上、下边带,其波形和频谱如图所示。UAM(t)包络仍然反映了调制信号的变化；上下边带呈对称状分别置于载频的两旁,且都是调制信号频谱的线性搬移；上、下边带的宽度与调制信号频谱宽度分别相同；总频带宽度仍为调制信号带宽的两倍,即:BW=2Ωmax。18第6章2、普通调幅信号的产生结论：将调制信号与直流相加后,再与载波信号相乘,即可实现普通调幅。图示为其原理方框图。按乘法器输出电平高低可分为低电平调幅和高电平调幅。19第6章普通调幅信号的解调方法有两种,即包络检波和同步检波(1)包络检波。原理：普通调幅信号的包络反映了调制信号波形变化，利用此特点，将包络提取出来，就能恢复原来的调制信号。其原理图如图示。3、解调方法设输入普通调幅信号uAM(t)为：20第6章其中：K1（ωct）为单向开关函数，即非线性器件工作在开关状；g：是非线性器件伏安特性曲线斜率io（t）中含有直流、Ω、ωc、ωc±Ω以及其它许多组合频率分量,其中的低频分量是:21第6章用低通滤波器取出io中这一低频分量，滤除ωc-Ω及其以上的高频分量，同时用隔直流电容滤除直流分量，就可恢复与原调制信号uΩ(t)成正比的单频信号。22第6章(2)同步检波。原理:用一个与发射端载波同频同相(或固定相位差)同步检波的信号(同步信号)乘普通调幅信号uAM(t),然后用低通滤波器取出原调制信号。其原理如图示：设输入普通调幅信号uAM(t)与上述相同,乘法器另一输入同步信号为:ur(t)=Urmcosωct则乘法器输出为:23第6章结论：(1)、乘法器输出中含有直流、Ω、2ωc、2ωc±Ω几个频率分量。用低通滤波器取出直流和Ω分量,再去掉直流分量,就可恢复原调制信号。（2）、如果同步信号与发射端载波同频不同相,有一恒定相位差θ（θ≠90°）,即ur=Urmcos(ωct+θ),则乘法器输出中的Ω分量为：k2UcmUrmMacosθcosΩt，可见解调出来的Ω分量仍与原调制信号成正比。（其中：k2是乘法器增益。）24第6章（3）、如果θ是随时间变化的,即ur=Urmcos[ωct+θ(t)],则乘法器输出中的Ω分量为：k2UcmUrmMacosθ(t)cosΩt。由于同步信号与发射端载波之间的相位差是变量,则解调出来的Ω分量不是原调制信号。25第6章

6.3.2双边带调幅方式

1、双边带调幅表达式、波形、频谱、带宽设载波为uc(t)=Ucmcosωct，单频调制信号为uΩ(t)=UΩmcosΩt(Ω<<ωc)，则双边带调幅信号为:uDSB(t)=kuΩ(t)uc(t)=kUΩmUcmcosΩtcosωct其中：k为比例系数。可见双边带调幅信号中仅包含两个边频,无载频分量,其频带宽度仍为调制信号带宽的两倍。uDSB(t)、uΩ(t)、uc(t)波形如图示26第6章（3）、在调制信号负半周,cosΩt为负值,uDSB(t)与uc(t)反相。故在正负半周交界处,uDSB(t)有180°相位突变。结论：（1）、双边带调幅信号不仅其包络已不再反映调制信号波形的变化，而且在调制信号波形过零点处的高频相位有180°的突变。（2）、在调制信号正半周,cosΩt为正值，双边带调幅信号uDSB(t)与载波信号uc(t)同相；27第6章2双边带调幅信号的产生与解调方法双边带调幅信号的解调法，最直接的就是将调制信号与载波信号相乘（同步检波法）。设双边带调幅信号为：uDSB(t)=kuΩ(t)uc(t)=kUΩmUcmcosΩtcosωct设同步信号为：ur(t)=Urmcosωct,则乘法器输出为:uo(t)=k2uDSB(t)·ur(t)=k2kUrmUΩmUcmcosΩt·cos2ωct其中：k2是乘法器增益28第6章结论：（1）、用低通滤波器取出低频分量Ω,即可实现解调。（2）、对于式表示的双边带信号取平方,则可得到频率为2ωc的分量,然后经二分频可得到ωc分量。此为从双边带调幅信号中提取同步信号的一种方法。（3）、同步检波法是进行双边带调幅信号解调的主要方法。与普通调幅信号同步检波不同之处在于乘法器输出频率分量有所减少。29第6章

6.3.3单边带调幅方式单边带调幅方式：只发送上、下边带中的一个。即是一个角频率为ωc±Ω的单频正弦波信号，但其包络已不能反映调制信号的变化。其带宽与调制信号带宽相同,是普通调幅和双边带调幅信号带宽的一半。如上所述，单频调制单边带调幅信号为：1、单边带通信特点：（1）、带宽是普通调幅和双边带调幅信号带宽的一半；（2）、由于单边带只传输信息的一个边带功率，故在接收端同样的信燥比条件下，则其输出端信噪比得到提高；（3）、由于不含载波，因而不会产生由于载波衰弱造成波形的选择性衰弱失真。30第6章

1、滤波法在巳产生抑止载波的双边带调幅信号基础上,利用带通滤波器取出其中一个边带信号，称为滤波法。其原理如图示。（4）、接收端接收时信号时需恢复载波，且对频率稳定度要求高。故其设备复杂、技术要高。单边带调幅信号的方法主要有滤波法、相移法以及两者相结合的相移滤波法。特点：（1）、载波频率不能太高，但也不能太低，要将调制信号调制到工作载频上，需进行多次调幅和滤波（这里不能用倍频法提高载频），故设备复杂。31第6章（2）、对滤波器要求高。对于频谱范围为Ωmin～Ωmax的一般调制信号,如Ωmin很小或载频太高,则上、下两个边带相隔很近,用滤波器完全取出一个边带而滤除另一个边带是很困难的。故滤波法的缺点在于滤波器的设计困难。

2、相移法在巳产生抑止载波的双边带调幅信号基础上，利用移相的方法，消去不需要的边带。此方法是基于单边带调幅信号的时域表达式。由上式，可以用两个90°相移器分别将调制信号和载波信号相移90°，然后进行相乘和相减，就能实现单边带调幅。32第6章工作原理框图如图所示。由于对于一个包含许多频率分量的一般调制信号进行90°相移，很难做到对每个频率分量都准确相移90°，故相移法中宽带90°相移器的设计是一个难题。33第6章3、相移滤波法基于前两种方法的优点，使900相移网络工作于固定频率，克服相移法中宽带90°相移器的设计难的缺点，其工作原理图如图示。设调制信号为单频，各信号振幅均为1，其实现方法为：

1、将调制信号uΩ(t)与两个相位差为90°的低载频信号u1、u1′分别相乘,产生两个双边带信号u3、u4；

2、分别用滤波器取出u3、u4中的下边带信号u5和u6，因为ω1是低频,所以用低通滤波器也可以取出下边带u5和u6，由于ω1<<ωc,故滤波器边沿的衰减特性不需那么陡峭。

3、取出的两个下边带信号分别再与两个相位差为90°的高载频信号u2、u2′相乘,产生u7、u8两个双边带信号。将u7,u8相减,则可以得到单边带调幅信号表达式：34第6章35第6章uo(t)=u7-u8=cosω2tcos(ω1-Ω)t-sinω2tsin(ω1-Ω)t=cos(ω2+ω1-Ω)t=cos(ωc-Ω)t（其中：ωc=ω2+ω1）

说明：单边带调幅信号的解调也不能采用包络检波方式而只能采用同步检波方式。从单边带调幅信号中无法提取同步信号。36第6章

6.3.4残留边带调幅方式1、残留边带调幅方式：发送信号中包括一个完整边带、载波及另一个边带的小部分(即残留一小部分)。37第6章3、残留边带调幅方式的调制与解调原理：在发射端先产生普通调幅信号，然后利用图6.2.11(a)所示特性的滤波器取出一个完整的上边带、一部分下边带以及载频分量，组成残留边带调幅信号发送出去。在接收端,采用图6.2.11(b)所示特性的滤波器从残留边带调幅信号中取出所需频率分量。由于载频两旁的接收滤波器幅频特性正好互补，而上、下边带又对称置于载频两边，所以实际上可等效为接收到一个完整的上边带和增益为上边带一半的载频信号。于是，采用同步检波方式可对此单边带信号进行解调。2、残留边带调幅方式特点：通频带比普通调幅小，同时降低了对滤波器衰减特性的要求，且接收端可从接收信号中提取同步信号（载频信号）。38第6章由图6.2.11可见，若采用普通调幅，每一频道电视图像信号的带宽需12MHz,而采用残留边带调幅只需8MHz。另外，对于滤波器过渡带的要求远不如单边带调幅那样严格，故容易实现。39第6章

例6.1已知调制信号频率范围为300Hz～4kHz，分别采用普通调幅(平均调幅指数Ma=0.3)、双边带调幅和单边带调幅三种方式，如要求边带功率为10W，分别求出每种调幅方式的频带宽度、发射总平均功率Pav及功率利用率

解：普通调幅：40第6章双边带调幅：单边带调幅：41第6章

6.2.5、正交调幅方式1、正交调幅方式：采用两个频率相同，但相位相差900的正弦波作为载频，以双边带调幅方式，同时传输两路相相互独立的信号。2、调制、解调原理：（1）、调制42第6章（2）、解调（同步检波方式）设同步信号为：cosωct、sinωct，乘法器输出为：u1(t)、u2(t)43第6章说明：（1）、普通调幅功率利用率低，但可采用简单、低成本的包络检波方式,故广泛用于电台广播系统，给广大接收者带来便利。（2）、双边带调幅与单边带调幅功率利用率高，可用于小型通信系统,其中单边带调幅可节省一半频带，但需解决如何获得同步信号的问题。残留边带调幅广泛用于电视广播系统。44第6章6.4调幅电路

6.3.1高电平调幅电路丙类谐振功放的调制特性分为基极调制特性和集电极调制特性两种，据此可以分别组成基极调幅电路和集电极调幅电路。集电极调制：是指固定丙类谐振功放的VBB和RΣ,当输入一个等幅高频正弦波时，输出高频正弦波的振幅Ucm将随集电极电源电压的变化而变化；若集电极电源电压为VCC(t)=VCC0+uΩ(t),即一个固定直流电压与一个低频交流调制信号之和，随着VCC(t)的变化，使得静态工作点左右平移,从而使动态线左右平移。即实现调制信号对集电极输出高频正弦波的振幅Ucm的控制。45第6章1、集电极调制电路如图所示（1）电路组成（2）电路分析分析条件：VBB和RΣ固定，uc（t）为等幅高频正弦信号时，Ucm随uΩ（t）变化此时输出为：46第6章其中k为比例系数。（３）能量关系47第6章说明：（1）Ma=1时，PΩ为直流电源输入功率的二分之一，故可见调制源输入功率要大；（2）集电极输入功率由直流电源与调制信号二部份组成；48第6章（3）对于集电极调幅，在整个调制过程中，集电极输出效率不变且比较高；（4）集电极调幅电路必须总是工作在过压状态，此时Ucm与UCC（t）是一种线性关系；（5）集电极调幅电路只能产生普通调幅信号。（6）高电平调幅电路的优点是调幅、功放合一，整机效率高，可直接产生很大功率输出的调幅信号。49第6章50第6章

6.4.2低电平调幅电路低电平调幅常用模拟乘法器来构成调幅电路。功能：（1）普通调幅（2）双边带调幅与（3）单边带调幅作为电路元件：（1）构成低电平调幅电路（2）构成专用集成调幅电路。

51第6章

1、模拟乘法器调幅电路图6.3.4是用MC1596组成的普通调幅电路。由图可知，X通道两输入端⑧、10脚直流电位均为6.V，可作为载波输入通道；Y通道两输入端①、④脚之间外接有调零电路，可通过调节50kΩ电位器使①脚电位比④脚高UY，调制信号uΩ(t)与直流电压UY迭加后输入Y通道。调节电位器可改变调制指数Ma。输出端⑥、12脚外应接调谐于载频的带通滤波器。②、③脚之间外接Y通道负反馈电阻。52第6章当调节电位器使Y通道①、④脚之间的直流电位差为零，即Y通道输入信号仅为交流调制信号，图6.3.4所示电路可以组成双边带调幅电路,。53第6章6.5检波电路6.5.1包络检波电路包络检波适用于普通调幅信号，现以二极管峰值包络检波器为例。其电路如图6.4.1所示，其中RC元件组成了低通滤波器。

1.工作原理设二极管伏安特性为：54第6章55第6章

2性能指标二极管峰值包络检波器的性能指标主要有检波效率、输入电阻、惰性失真和底部切割失真几项。1)检波效率ηd。56第6章57第6章（2）等效输入电阻Ri。由于二极管在大部分时间处于截止状态，仅在输入高频信号的峰值附近才导通，所以检波器的瞬时输入电阻是变化的。检波器的前级通常是一个调谐在载频的高Q值谐振回路，检波器等效输入电阻相当于此谐振回路的负载。58第6章3)惰性失真。原因：由于电容器放电速度过慢，导致uo的下降速率比包络线的下降速率慢，在紧接其后的一个或几个高频周期内二极管上为负电压，二极管不能导通，造成uo波形与包络线的失真。由于失真是来源于电容来不及放电的惰性，故称为惰性失真。图6.4.3给出了惰性失真的波形图,在t1～t2时间段内出现了惰性失真。要避免惰性失真，就要保证电容电压的减小速率在任何一个高频周期内都要大于或等于包络线的下降速率。59第6章60第6章设单频调幅波的包络线表达式为：us(t)=Uim(1+MacosΩt)61第6章结论：避免惰性失真应该满足上式条件，此时调幅指数越大，调制信号的频率越高，时间常数RC的允许值越小。4)底部切割失真。检波器输出uo是在一个直流电压上迭加了一个交流调制信号，故需要用隔直流电容将解调后的交流调制信号耦合到下一级进行放大或其它处理。下一级电路的输入电阻即作为检波器的实际负载RL,如图6.4.4(a)所示。原因：为了有效地将检波后的低频信号耦合到下一级电路,要求耦合电容Cc的容抗远远小于RL,所以Cc的值很大。这样,uo中的直流分量几乎都落在Cc上，这个直流分量的大小近似为输入载波的振幅Uim。所以Cc可等效为一个电压为Uim的直流电压源。此电压源在R上的分压为：62第6章UR=这样检波器处于稳定工作时，其输出端R上将存在一个固定电压UR。当输入调幅波ui(t)的值小于UR时,二极管将会截止。此时，电平小于UR的包络线不能被提取出来。由于这种失真出现在调制信号的底部,故称为底部切割失真。由图6.4.4(b)可以看出，要避免底部切割失真，必须使包络线的最小电平Uim(1-Ma)大于或等于UR，即:63第6章64第6章65第6章

3参数设计为了使二极管峰值包络检波器能正常工作,避免失真,必须根据输入调幅信号的工作频率与调幅指数以及实际负载RL,正确选择二极管和R、C、Cc的值。例6.3已知普通调幅信号载频fc=465kHz,调制信号频率范围为300Hz～3400Hz,Ma=0.3,RL=10kΩ,如何确定图6.4.5所示二极管峰值包络检波器有关元器件参数?

解：一般可按以下步骤进行:

66第6章1)检波二极管通常选正向电阻小(500Ω以下)、反向电阻大(500kΩ以上)、结电容小的点接触型锗二极管,注意最高工作频率应满足要求。2)RC时间常数应同时满足以下两个条件:①电容C对载频信号应近似短路,故,通常取;②为避免惰性失真,应有RC≤代入已知条件,可得(17～34)×10-6≤RC≤0.15×10-367第6章3)设=0.2,则R1=,R2=。为避免底部切割失真，应有Ma≤,其中R′=R1+。代入已知条件,可得R≤63kΩ。因为检波器的输入电阻Ri不应太小,而Ri=,所以R不能太小。取R=6kΩ,另取C=0.01μF,这样,RC=0.06×10-3,满足上一步对时间常数的要求。因此,R1=1kΩ,R2=5kΩ。4)Cc的取值应使低频调制信号能有效地耦合到RL上,即满足:或68第6章取：Cc=47μF在集成电路里常采用由三极管包络检波器组成的差分电路,如图6.4.6所示。其工作原理与二极管峰值包络检波器相似,读者可自行分析,注意它的输入电阻很大。69第6章

6.5.2同步检波电路图6.4.7是用MC1596组成的同步检波电路。普通调幅信号或双边带调幅信号经耦合电容后从Y通道①、④脚输入,同步信号ur从X通道⑧、10脚输入。12脚单端输出后经RC的π型低通滤波器取出调制信号uo。此电路的输入同步信号可以是小信号,也可以是很大信号,分析方法与用作调幅电路时一样。同步检波电路比包络检波电路复杂,而且需要一个同步信号,但检波线性性好,不存在惰性失真和底部切割失真问题。70第6章71第6章6.6混频

6.6.0概述1、混频器：如果输出频率与输入频率之间满足f0=fL±fS，（其中fL为本机振荡频率，fS为输入频率，f0为输出频率，也称中频，用fI表示）的关系称其为混频器。2、混频器的提出（1）对于放大器f↑，A↑→if↑→放大器稳定性↓（2）对于滤波器fC↑→相对频带间隔↓→滤波器峭性要求↑→滤波器制作难度↑结论：设计制作、使用A高，选择性好的较低频率固定中频放大器对提高接收机有利。72第6章在通信接收机中，混频电路的作用在于将不同载频的高频已调波信号变换为同一个固定载频(一般称为中频)的高频已调波信号,而保持其调制规律不变。

例在超外差式广播接收机中：载频位于535kHz～1605kHz中波波段各电台的普通调幅信号变换为中频为465kHz的普通调幅信号，载频位于88MHz～10.8MHz的各调频台信号变换为中频为10.7MHz的调频信号,载频位于四十几兆赫至近千兆赫频段内各电视台信号变换为中频为38MHz的视频信号。由于设计和制作增益高,选择性好,工作频率较原载频低的固定中频放大器比较容易,所以采用混频方式可大大提高接收机的性能。73第6章

6.6.1混频原理及特点混频电路组成如图6.5.1所示，其输入是载频为fc的高频已调波信号us(t)和频率为fL的本地正弦波信号(称为本振信号)uL(t)，输出是中频为fI的已调波信号uI(t)。原理：设us(t)=Ucm［1+kuΩ(t)］cos2πfct,uL(t)=ULmcos2πfLt,则输出中频调幅信号为：uI(t)=UIm［1+kuΩ(t)］cos2πfIt。可见，调幅信号频谱从中心频率为fc处平移到中心频率为fI处，频谱宽度不变，包络形状不变。其频谱如图6.5.2所示。74第6章75第6章

76第6章特点：（1）混频电路属于线性频率变换电路（2）混频电路的输入输出均为高频已调波信号，其功能是将已调波信号从一个高频段搬移到另一个高频段；而调幅电路是将低频调制信号搬移到高频段；检波电路是将高频已调波信号搬移到低频段，（3）混频电路通常位于接收机前端，输入已调波信号不是单一频率，而是一个频段且很小，它包括有用频率，也还有外来高频干扰信号，但其输出有用信号则为一固定中频。（4）由于输入包含有用信号，也有干扰信号，故其输出为各种组合频率分量。

77第6章（5）器件非线性特性不但会产生许多无用的组合频率分量，给接收机带来干扰，而且会使中频分量的振幅受到干扰,这两类干扰统称为混频干扰，它们都会使有用信号产生失真。混频电路的干扰来源比其它非线性电路要多一些，分析这些干扰产生的具体原因，提出减小或避免干扰的措施,是混频电路讨论中的一个关键问题。78第6章

6.6.2混频电路分类：晶体管混频电路：具有增益高、噪声低的优点，但混频干扰大。场效应管混频电路：因具有平方律特性，混频干扰小。二极管平衡和环行混频电路：结构简单，噪声低，混频干扰小，工作频率高(可达近千兆赫)。模拟乘法器组成的集成混频电路：具有混频干扰小，而且调整容易，输入信号动态范围较大。79第6章1晶体管混频电路（1）电路组成：电路原理图如图6.53所示，图中L1C1调谐于输入信号us的载频fc,L2C2调谐于中频fI,本振uL与VBB0迭加后作为偏置电压。（2）电路分析UL>>US→晶体管工作状态由UL决定→可视为线性时变工作状态。80第6章81第6章说明：（1）给混频电路提供的本振信号可以由单独的振荡电路产生，也可以由混频晶体管本身产生。（2）晶体管混频器电路具有变频增益（3）动态范围小（4）组合频率干扰严重，噪声大。82第6章例:在图所示晶体管混频电路中，已知本振电压uL=ULmcosωLt,且uL>>us,晶体管转移特性为：iC=a0+a1uBE+a2u2BE+a3u3BE+a4u4BE输出回路谐振电阻是RΣ，求混频跨导gc和混频电压增益Auc。

解：83第6章将UBB(t)=UBB0+ULmcosωLt代入得到：g1=(2a2+6a3VBB0+12a4V2BB0+3a4U2Lm)ULm由此可求得:84第6章

2二极管混频电路（１）电路组成二极管平衡混频电路原理图如图所示。（２）电路分析由图可见，若忽略输出电压uI的反馈作用，则加在两个二极管上的电压分别是：u1=uL+us+iRLu2=uL-us-iRL由于us<<uL很大，二极管工作D1，D2在uL正半周导通，在负半周截止，故其伏安特性可用折线表示，其输出电流为：85第6章i1=gDK1(ωLt)(uL+us+iRL)i2=gDk1(ωLt)(uL-us-iRL)输出回路电流：i=i1-i2=gDK1(ωLt)(-2us-2iRL)=-2gDK1(ωLt)(us+iRL)86第6章说明：（１）平衡混频电路比晶体管混频电路无用频率分量少，特别是不含ωＬ及其谐波，只含ωｃ，|ωｃ±（２n-1）ωL|频率分量。（２）由于输入端不含有ωＬ及其谐波，故本地振荡器无反向辐射。87第6章

3环型混频器（1）电路组成：双平衡(环形)混频电路如图6.5.6所示，该电路可看成由两个二极管平衡混频电路组成。（2）电路分析：由于电路可等效成两个二极管平衡混频电路，在uL正半周，二极管V1、V2导通，对应的开关函数为K1(ωLt)；在uL负半周，二极管V3、V4导通，对应的开关函数为K1(ωLt-π)。由图可求得输出回路电流88第6章89第6章说明：（1）平衡混频电路与环形混频电路输出的无用组合频率分量均比晶体管混频电路少，特别是不含ωL及其谐波，而环形电路比平衡电路还要少一个ωc分量，且增益加倍。（2）二极管平衡与环形电路也可广泛用于调幅、检波等其它方面,但主要仍用于混频,这是因为其增益小于1,但工作频率很高的特点。90第6章3模拟乘法器组成的混频电路图6.5.7是由MC1596组成的混频电路。本振和已调波信号分别从X、Y通道输入,中频信号(9MHz)由⑥脚单端输出后的π型带通滤波器中取出。调节50kΩ电位器,使①、④脚直流电位差为零。91第6章6.7倍频

6.7.1倍频原理及用途倍频电路输出信号的频率是输入信号频率的整数倍，即倍频电路可以成倍数地把信号频谱搬移到更高的频段。倍频电路是一种线性频率变换电路。实现倍频的原理：（1）利用晶体管等非线性器件产生输入信号频率的各次谐波分量,然后用调谐于n次谐波的带通滤波器取出n倍频信号。（2）将输入信号同时输入模拟乘法器的两个输入端进行自身线性相乘,则乘法器输出交流分量就是输入的二倍频信号。92第6章若输入是单频信号，则输出：uo=ku1u1=kUmcosωct·Umcosωct=(1+cos2ωct)。（3）利用锁相倍频方式进行倍频倍频电路在通信系统及其它电子系统里均有广泛的应用，其主要应用：①对振荡器输出进行倍频,得到更高的所需振荡频率。一是可以降低主振的振荡频率,有利于提高频率稳定度；二是大大提高晶振的实际输出频率，因为晶体受条件的限制不可能做到很高频率。93第6章②在调频发射系统里使用倍频电路和混频电路可以扩展调频信号的最大线性频偏；③采用几个不同的倍频电路对同一个振荡器输出进行倍频，可以得到几个不同频率的输出信号。④在频率合成器里，倍频电路被广泛应用。94第6章

6.7.2晶体管倍频器

晶体管倍频器的电路结构与晶体管丙类谐振功率放大器基本相同，区别在于后者谐振回路的中心频率与输入信号中心频率相同，而前者谐振回路的中心频率调谐为输入信号频率或中心频率的n倍,n为正整数。晶体管倍频器有以下几个特点：1)倍频数n一般不超过3～4，且应根据倍频数选择最佳的导通角。若集电极最大瞬时电流ICm确定，则集电极电流中第n次谐波分量Icmn与尖顶余弦脉冲的分解系数αn(θ)成正比，即：95第6章Icmn=αn(θ)ICm由图3.2.4可以看出,一、二、三次谐波分解系数的最大值逐个减小,经计算可得最大值及对应的导通角为：α1(120°)=0.536,α2(60°)=0.276,α3(40°)=0.185可见，二倍频、三倍频时的最佳导通角分别是60°和40°，而且在相同ICm情况下，所获得的最大电流振幅分别是基波最大电流振幅的一半和三分之一。所以，在相同情况下，倍频次数越高,获得的输出电压或功率越小。一般倍频次数不应超过3～4,如需要更高次倍频,可以采用多个倍频器级联的方式。96第6章2)必须采取良好的输出滤波措施。晶体管丙类工作时,输出集电极电流中基波分量的振幅最大,谐波次数越高,对应的振幅越小。因此,n倍频器要滤除低于n的各次谐波分量比较困难。可以采取以下两个方法:①提高输出回路的有载品质因数Qe。一般应满足Qe＞10nπ。②采用选择性好的带通滤波器,如多个LC串并联谐振回路组成的π型滤波网络,如图6.6.1所示。图示网络调谐在输入信号基频f0的三倍频上,对基波和二、四次谐波呈现带阻性质,故选择性非常好。97第6章98第6章6.8调角信号基本性质6.8.0概述频率调制：载波的瞬时频率受调制信号的控制，作周期性变化，其变化大小与调制信号的强度成线性关系，周期由调制信号的频率决定，但巳调波的振幅保持不变。相位调制：其定义只需将频率调制定义中的频率二字变更成相位即可。角度调制：因为相位是频率的积分,故频率的变化必将引起相位的变化,反之亦然，由此可知，二种调制都会使载波相角发生变化，故将二者统称为角度调制。特点：（1）、角度调制与解调属于非线性频率变换。99第6章（2）、抗干扰性好。（3）、占用的频带宽。（4）、在模拟通信方面,调频制比调相制更加优越,故实际运用中常采用调频制。100第6章6.8.1瞬时相位和瞬时频率的概念

1.调频信号

设高频载波为uc=Ucmcosωct,调制信号为uΩ(t),则：101第6章102第6章2调相信号设高频载波为uc=Ucmcosωct,调制信号为uΩ(t),则调相信号的瞬时相位103第6章3、调频信号与调相信号时域特性的说明(1)、uFM、uPM二者都是等幅信号。(2)、uFM、uPM的频率和相位都随调制信号而变化，均产生频偏与相偏。调频时，uΩ(t)=UΩm，uFM(t)波形最密；调相时，uΩ(t)变化率最大，uFM(t)波形最密。（3）、调频信号最大相偏，即：Mf=KfUΩm/Ω，与调制信号频率有关，而最大频偏与其无关；调相信号最大相偏Mp与调制信号频率无关，而最大频偏与其有关。（4）、对于uFM(t)，ωm<ωc，由于ωc很大，ωm

可很大。（5）、对于uPM（t），由于相位以2π为周期,故MP<π，调制范围很小。104第6章调频波与调相波的比较表105第6章图示为调制信号分别为单频正弦波和三角波时的调频信号和调相信号的有关波形。

106第6章

6.8.2调角信号的频谱在单频调制时，调频信号与调相信号的时域表达式是相似的，仅瞬时相偏分别随正弦函数或余弦函数变化，无本质区别，故可写成统一的调角信号表达式：u(t)=Ucmcos(ωct+MsinΩt)=Ucm［cos(MsinΩt)cosωct-sin(MsinΩt)sinωct］利用贝塞尔函数理论中的两个公式:cos(MsinΩt)=J0(M)+2J2(M)cos2Ωt+2J4(M)cos4Ωt+…sin(MsinΩt)=2J1(M)sinΩt+2J3(M)sin3Ωt+2J5(M)sin5Ωt+…其中：Jn(M)是宗数为M的n阶第一类贝塞尔函数。107第6章将上式代入u(t)可得：u(t)=Ucm[J0(M)cosωct-2J1(M)sinΩtsinωct+2J2(M)cos2Ωtcosωct-2J3(M)sin3Ωtsinωct+2J4(M)cos4Ωtcosωct-2J5(M)sin5Ωtsinωct+…］=Ucm{J0(M)cosωct+J1(M)[cos(ωc+Ω)t-cos(ωc-Ω)t］+J2(M)［cos(ωc+2Ω)t+cos(ωc-2Ω)t］+J3(M)[cos(ωc+3Ω)t-cos(ωc-3Ω)t]+J4(M)[cos(ωc+4Ω)t+cos(ωc-4Ω)t]+J5(M)[cos(ωc+5Ω)t-cos(ωc-5Ω)t］…}108第6章图示为宗数为M的n阶第一类贝塞尔函数曲线,而表中2给出了M为几个离散值时的贝塞尔函数。109第6章说明：（1）调角信号由载频和无穷多组上、下边频组成，且上下边频在振幅上对称。这些频率分量满足ωc±nΩ，振幅为Jn(M)Ucm，（n=0,1,2,…）。Ucm是调角信号振幅。当n为偶数时，两边频分量振幅、相位相同；当n为奇数时，两边频分量振幅相同，相位相反。（2）当M确定后,各边频分量振幅值不是随n单调变化,因为各阶贝塞尔函数随M增大变化的规律均是衰减振荡,而各边频分量振幅值与对应阶贝塞尔函数成正比。(3)随着M值的增大,具有较大振幅的边频分量数目增加,载频分量振幅呈衰减振荡趋势,在个别地方(如M=2.405,5.520时),载频分量为零。110第6章(4)、若调角信号振幅不变,M值变化,则总功率不变,但载频与各边频分量的功率将重新分配。（5）、对于由众多频率分量组成的一般调制信号来说,调角信号的总频谱并非仅仅是调制信号中每个频率分量单独调制时所得频谱的组合,若调制信号由角频率为Ω1,Ω2的两个单频正弦波组成,则对应调角信号的频率分量不但有ωc±nΩ1和ωc±nΩ2,还会出现ωc±nΩ1±pΩ2,n、p=0,1,2,…。由此说明角度调调制是一种非线性频率变换过程。111第6章

6.8.3调角信号的带宽由上分析知，调角信号的频带从理论上说是无限宽,但具有较大振幅的频率分量集中在载频附近,且上下边频在振幅上是对称的。当M<<1(工程上只需M＜0.25)时，即对于窄带调角信号,有近似公式：cos(MsinΩt)≈1,sin(MsinΩt)≈MsinΩtu(t)=Ucmcosωct+cos(ωc+Ω)t-cos(ωc-Ω)t窄带调角信号：BW≈2F非窄带调角信号,通常定义有效带宽(简称带宽)：BW≈2(M+1)F112第6章说明：（1）、当M确定时，M+1以上各阶边频的振幅均小于调角信号振幅的10%,故可以忽略。（2）、对于一般调制信号形成的调角波,计算频带宽度需选用最高调制角频率。113第6章

例：已知音频调制信号的最低频率Fmin=20Hz,最高频率Fmax=15kHz,若要求最大频偏Δfm=45kHz,求出相应调频信号的调频指数Mf、带宽BW和带宽内各频率分量的功率之和(假定调频信号总功率为1W),画出F=15kHz对应的频谱图,并求出相应调相信号的调相指数Mp、带宽和最大频偏。

解：调频信号的调频指数Mf与调制频率成反比,即：BW=2（Mfmin+1）Fmax=2(3+1)×15×103=120kHz114第6章当F=15kHz时Mf=3,查表：J0(3)=-0.261,J1(3)=0.339,J2(3)=0.486,J3(3)=0.309,J4(3)=0.132,其BW=120Hz调频信号带宽内的频谱图,共9条谱线,如图所示。调相信号的最大频偏是与调制信号频率成正比的,为了保证所有调制频率对应的最大频偏不超过45kHz,故除了最高调制频率外,其余调制频率对应的最大频偏必然小于45kHz。另外,调相信号的调相指数Mp与调制频率无关。115第6章116第6章结论：（1）、由以上结果可知,若调相信号最大频偏限制在45kHz以内,则带宽仍为120kHz,与调频信号相同,但各调制频率对应的最大频偏变化很大,最小者仅60Hz。（2）、最大频偏是指调角信号瞬时频率偏离载频的最大值,如载频为100MHz,则调频信号瞬时频率的变化范围为99.955MHz～100.045MHz；117第6章（3）、带宽是指调角信号频谱分量的有效宽度,按窄带和非窄带调角信号,略有不同,带宽内频率分量的功率之和占总功率的90%以上。（4）、非窄带调角信号最大频偏Δfm与带宽BW的关系为：BW=2(M+1)F=2(MF+F)=2(Δfm+F)对于调频信号：Δfm与F无关，故每个频率分量都能获得最大频偏，MP也可获得很大。对于调相信号：BW=2(Δfmmax+Fmax),故其它频率分量获得最大频偏将越来越小，不能充分利用频带，且MP都相同，不可能做得很大，其抗干拢能力差。118第6章

6.8.4调角信号的调制原理

1调频原理

实现频率调制的方式一般有两种：一是直接调频；二是间接调频。(1)、直接调频。用调制电压直接控制振荡器的振荡频率，使振荡频率f(t)按调制电压的规律变化。若被控制的是LC振荡器，则只需控制振荡回路的某个元件(L或C)，使其参数随调制电压变化，就可实现直接调频。119第6章(2)、间接调频。将调制信号先积分后调相,从而实现调频,称为间接调频。可见上式是一个调频信号表达式。120第6章

2、调相原理相位调制是通过一个可控相移网络使角频率为ωc的高频载波uc(t)产生受调制电压uΩ(t)控制,满足Δφ=kpuΩ(t)的关系的相移Δφ,即实现调相。故调相信号可表示为:121第6章由上述分析知：调相信号可表示为一个可控时延信号,其时延τ与调制电压uΩ(t)成正比。故将可控相移网络调相原理图中可控相移网络改为可控时延网络,也可实现调相。其原理如图所示。122第6章

6.8.5调角信号的解调原理

1、鉴相原理设调相信号为：uPM=Ucmcos［ωct+Δφ(t)］其中:Δφ(t)=kpuΩ(t)123第6章结论：（1）、由上分析可见,乘积鉴相的线性鉴相范围较小,只能解调Mp≤π/6的调相信号。（2）、在乘积鉴相原理中，由于相乘的两个信号有90°的固定相位差,故这种方法又称为正交乘积鉴相。124第6章2鉴频原理由于随uΩ(t)成线性变化的瞬时角频率与相位是微分关系,而相位与电压又是三角函数关系,所以从调频信号中不能直接提取与uΩ(t)成正比的电压信号，通常采用的是两种间接方法。（1）、将调频信号通过频幅转换网络变成调频—调幅信，然后利用包络检波的方式取出调制信号。（2）、另一种方法是先将调频信号通过频相转换网络变成调频—调相信号,然后利用鉴相方式取出调制信号。125第6章（3）、锁相鉴频，利用锁相环进行鉴频的方法。126第6章

6.8.6调频制与调相制比较调频制：在传送的调角信号中，瞬时频偏与调制电压成正比。调相制：在传送的调角信号中，瞬时相偏与调制电压成正比。由两调制方式分析知，调频信号可以由调相方式间接实现，调相信号也可以由调频方式间接实现，但两种调制体制性能有区别。（1）、抗干扰性。对调频制与调相制的主要干扰是频率噪声和相位噪声。127第6章在单频干扰情况下，已调波信号的电压信噪比的比值大约等于各自调制指数Ma、Mf与Mp的比值。即调制指数越大，对应的已调波信号的电压信噪比越大，抗干扰性越好。由于Mf>Mp>Ma调幅制的Ma≤1，故调幅制抗干扰性最差。调频制抗干扰性最好，这是用增加带宽的代价来换取的。（2）在系统带宽相同时，采用调频制时带宽由最大频偏决定，而最大频偏与调制频率无关，故每个调制频率分量都可以充分利用带宽，获得最大频偏。对较低调制频率分量还可以获得更高的调频指数，故具有更好的抗干扰性。采用调相制时，带宽由最高调制频率分量获得的最大频偏来决定。其余调制频率分量获得的最大频偏均越来越小(Δfm=MpF)，故不能充分利用系统带宽。另外，所有调制频率分量的Mp都相同且不高，故抗干扰性不大好。128第6章6.9调频电路

6.9.1调频电路的主要性能指标

1、调频线性特性调频电路输出信号的瞬时频偏与调制电压的关系称为调频特性。显然,理想调频特性应该是线性的,所以对实际电路可能产生一些非线性失真,应尽量设法使其减小。2、调频灵敏度单位调制电压变化产生的角频偏称为调频灵敏度Sf,即Sf=。在线性调频范围内,Sf相当于kf。

3、最大线性调制频偏(简称最大线性频偏)

调频特性中线性部分所能够实现的最大频偏称为最大线性频偏。129第6章由公式Mf=,BW=2(Mf+1)F=2(Δfm+F)可知,最大频偏与调频指数和带宽都有密切关系。不同的调频系统要求不同的最大频偏，所以调频电路能达到的最大线性频偏应满足要求。如调频广播系统的要求是75kHz,调频电视伴音系统的要求是50kHz。

4、载频稳定度载频偏离中心频率频率的程度；调频电路的载频稳定性是接收电路能够正常接收而且不会造成邻近信道互相干扰的重要保证。不同调频系统对载频稳定度的要求是不同的,如调频广播系统要求载频漂移不超过±2kHz，调频电视伴音系统要求载频漂移不超过±500Hz。130第6章

6.9.2直接调频电路一、变容二极管调频电路

1、电路组成：振荡电路中并联谐振电路如图所示，它由变容二极管和电感L组成。从图中可知，该电路为频率受调制信号控制振荡电路，也即直接调频电路。在其中加入晶振可提高中心频率稳定度，但它会使最大线性频偏减小。若采用倍频和混频措施可以扩展晶振变容二极管调频电路的最大线性频偏。实际使用中采用锁相调频电路则中心频率稳定度可以做得很高。131第6章

2电路分析：设振荡回路中等效电感为L，变容二极管的等效电容为Cj，则：132第6章133第6章3扩展直接调频电路最大线性频偏的方法134第6章135第6章结论:由调频、倍频、混频三者结合可使uFM信号中ωC不变，△ωm提高n倍。136第6章137第6章138第6章二、晶振变容二极管调频电路

在晶振变容二极管调频电路里，常采用晶振与变容二极管串联的方式，晶体变容二极管压控振荡器可以看作是晶振变容二极管调频电路。晶振的频率控制范围很窄，仅在串联谐振频率fs与并联谐振频率fp之间，故晶振调频电路的最大相对频偏只能达到0.01%左右，最大线性频偏Δfm也就很小。晶振变容二极管调频电路的突出优点是载频(中心频率)稳定度高，可达10-5左右，因而在调频通信发送设备中得到了广泛应用。为了增大最大线性频偏,即扩展晶振的频率控制范围，可以采用串联或并联电感的方法,139第6章

6.9.3间接调频电路1.变容二极管相移网络（调相）（1）电路组成：电路原理框图如图7.3.4所示，图(a)给出了变容二极管相移网络的实用电路，图(b)是其高频等效电路。对于高频载波来说，三个0.001μF的小电容短路；对于低频调制信号来说，三个0.001μF的小电容开路，4.7μF电容短路。140第6章141第6章142第6章143第6章144第6章2扩展间接调频电路最大线性频偏的方法由变容二极管相移网络的分析知，调相电路的调相指数Mp受到变容管参数的限制，而调相信号的最大频偏Δfm又与Mp成正比，故Δfm也受到限制。因此，间接调频电路的最大线性频偏受调相电路性能的影响，也受到限制。这与直接调频电路最大相对线性频偏受限制不一样。为了扩展间接调频电路的最大线性频偏,同样可以采用倍频和混频的方法。下面用一个例题来具体说明。145第6章146第6章例：已知调制信号频率范围为40Hz～15kHz,载频为90MHz，若要求用间接调频的方法产生最大频偏为75kHz的调频信号,其中调相电路Mp=0.5＜，如何实现?

解：(1)若单独进行调相,则Mp=0.5的调相电路对于最低调制频率Fmin和最高调制频率Fmax能够产生的频偏是不同的，分别为：Δfmmin=MpFmin=0.5×40=20HzΔfmmax=MpFmax=0.5×15×103=75kHz147第6章(2)现采用包括调相电路在内的间接调频电路,则产生调频信号的最大相偏Mf就应该是内部调相电路实际最大相偏M’p，

此时实际最大相偏M’p与调制频率成反比设输入间接调频电路的单频调制信号为:u1=Um1cosΩt经增益为1的积分电路输出后为:u2即为输入调相电路的信号，故：148第6章可见，由于相同振幅的各调制分量经过积分电路后，振幅减小且减幅程度与频率成反比，故造成不同调制频率分量在调相电路里所获得的实际最大相偏M’p不一样，最小调制频率Fmin分量获得的M’p最大。因为只有Fmin分量才能获得0.5这一实际最大相偏，故可求得此间接调频电路可获得的最大线性频偏:Δfm=MpFmin=0.5×40=20Hz(3)因为间接调频电路仅能产生最大频偏为20Hz的调频信号，与要求75kHz相差甚远，故可以在较低载频fc1上进行调频,然后用倍频方法同时增大载频与最大频偏。由于相对频偏：故：fc1=20×1200=24kHz。由于24kHz作为载频太低,所以可采用倍频和混频相结合的方法。方案如图例7.2所示。149第6章首先用间接调频电路在120kHz载频上产生Δfm1=18.3Hz(Mp=0.46)的调频信号,然后经过四级四倍频电路,可得到载频为30.72MHz,Δfm2=4.685kHz的调频信号,再和fL=36.345MHz的本振进行混频,得到载频为5.625MHz,最大频偏仍为4.685kHz的调频信号,最后经过两级四倍频电路,就能得到载频为90MHz,Δfm=75kHz的调频信号了。150第6章

解：由图可知,积分电路输出信号(即变容管上的调制电压)为:根据例7.2中分析可知,只有最小调制频率分量才能获得最大的调相指数。在本题里,只有300Hz分量才能获得的最大相移,所以在此以300Hz单频调制表达式uΩ(t)=UωmcosΩmint进行分析,有：例：在上图所示三级单回路变容管间接调频电路中,已知变容管参数n=3,UB=0.6,回路有载品质因数Qe=20,调制信号uΩ(t)频率范围为300Hz～4000Hz,若每级回路所产生的相移不超过,试求调制信号最大振幅UΩm和此电路产生的最大线性频偏Δfm。151第6章其中：积分电阻R=470kΩ，积分电容C是三个0.022μF电容并联。从图上可以看到，变容管直流偏压UQ=4,电容调制度：单级回路调相指数：152第6章故调制信号振幅：UΩm=RCΩminUim=470×103×3×0.022×10-6×2π×300Uim

=58.44Uim≤58.44×0.04=2.34。三级回路产生的总最大频偏：Δfm=3MpFmin=3×0.52×300=468Hz。从此题的结果可以看到,虽然采用了三级相移网络，但产生的最大频偏仍然很小，仅468Hz。这是间接调频的缺点。153第6章6.10鉴频电路

6.10.1鉴频电路的主要性能指标

1、鉴频线性性鉴频电路输出低频解调电压与输入调频信号瞬时频偏的关系称为鉴频特性,理想的鉴频特性应是线性的。实际电路的非线性失真应该尽量减小。