高频电子线路第6章 振幅调制解调及混频

第6章振幅调制、解调及混频

振幅调制信号分析振幅调制电路调幅解调电路混频电路

混频器的干扰2/4/20231一、振幅调制信号分析1.振幅调制的概念振幅调制：用调制信号去控制高频载波的振幅，使其按调制信号的规律变化，而其它参数(相位、频率)不变。调制信号：由原始信号(声音、数据和图象)转换成的低频或视频模拟信号(数字的或模拟的)，用uΩ或f(t)表示；载波：未受调制的高频振荡信号，常用正弦波，用uc或ic表示；已调波：受调制后的高频振荡信号。振幅调制方式：分为三种方式。(1)普通调幅方式：AM；(2)抑制载波的双边带调制(简称双边带调制)：DSB-SC(简称DSB)；(3)拟制载波的单边带调制(简称单边带调制)：SSB-SC(简称SSB)。三种已调波信号称为：调幅波信号、双边带信号和单边带信号。2/4/202322、调幅波(AM)载波电压：uc=Uccosωct调制电压：uΩ=UΩcosΩt(ωc>>Ω)调幅波的瞬时振幅：Um(t)=Uc+ΔUc(t)=Uc+kaUΩcosΩt=Uc(1+mcosΩt)

ΔUc(t)：调制电压uΩ成正比；ka：比例系数或调制灵敏度，由调制电路决定；m=kaUΩ/Uc：调幅度(调制度)。AM信号表达式：uAM=Um(t)cosωct=Uc(1+mcosΩt)cosωct调幅度的要求：

m≤1为正常调制；

m＞1为过调制，导致信号产生失真，不能正确解调，应当避免出现。2/4/20233

AM调制过程中的信号波形：调制信号为余弦波

注意：图(e)发生严重失真，无法通过解调恢复出调制信号！2/4/20234连续谱信号的AM调制：uAM=Uc[1+mf(t)]cosωct，其中f(t)为归一化调制信号，而且|f(t)|max=1。连续谱信号的AM已调波又可以表示为：2/4/20235AM信号的产生原理图：由加法器和乘法器完成。＋×uAMucuΩ常数(a)＋uAMucuΩ(b)×2/4/20236AM信号的频谱：(1)单频AM波：单频AM波可以用三角函数展开为2/4/20237

下图中给出语音调制信号频谱及其已调信号频谱.(2)多频AM波：包含载频、上边带和下边带。

带宽：B=2Fmax，其中Fmax为f(t)的最高频率。说明：AM调制是把调制信号的频谱搬移到载频两端，但频谱结构未变，因此这种调制方式属于频谱的线性搬移。2/4/20238AM信号的功率：通常指AM波的平均功率(总功率)，包括载波功率和两个边带的平均功率。有时涉及AM波的最大功率和最小功率。假设负载阻抗为RL。以单频AM波为例讨论。2/4/20239说明：AM信号中虽然载波频率分量不携带信息，却占有2/3以上的功率，效率较低。但由于其设备简单，占的频带窄(相对于调频)，因此仍然得到广泛的应用。Pmax决定了高频谐振功放管的额定输出功率PH，PH≥Pmax。举例：100%调制(m=1)，两个边频功率为载波功率的1/2，两个边频功率只占AM调幅波总功率的1/3。当m值减小时，两者的比值将显著减小，边频功率所占比重更小。2/4/2023102.双边带信号DSB信号的形成：将AM信号中的载波抑制掉就形成了抑制载波的双边带信号(DSB-SC)，简称双边带信号(DSB)。双边带信号的表示：uDSB(t)=kf(t)cosωct，k≠0说明:(1).

DSB信号只有上下边带，没有载波分量，因此功率利用较充分；(2).DSB信号的产生原理：仅需要一个模拟乘法器即可。×uDSBuCf(t)2/4/202311DSB和AM信号比较：(1)包络不同：AM信号的包络正比于调制信号f(t)，而DSB信号的包络则正比于|f(t)|；(2)DSB信号的高频载波相位在f(t)的零交点处(正负电压交替处)出现180°的相位跃变；2/4/202312(3)DSB实质上是一个调幅调相信号；uDSB(t)=|f(t)|cos(ωct+φ)其中当f(t)>0时，φ=0；当f(t)<0时，φ=180°；(3)带宽：B=2Fmax，其中Fmax为f(t)的最高频率。2/4/2023134、单边带信号(SSB)SSB信号形成原理：将DSB信号经边带滤波器滤除一个边带，或者在调制过程中直接将一个边带抵消而成。SSB信号可以取DSB中上边带，也可以取下边带。单频调制SSB信号：

取上边带：uSSB(t)=Ucos(ωc+Ω)t 取下边带：uSSB(t)=Ucos(ωc–Ω)t

2/4/202314双音调制的SSB信号：振幅相等的双音调制产生的SSB信号2/4/2023152/4/202316连续频谱信号调制：(1)“+”代表下边带；“−”代表上边带(2)f(t)的希尔伯特变换：单频调制SSB信号的另一种表示：uSSB(t)=Ucos(ωc+Ω)t=UcosΩtcosωct−UsinΩtsinωct上边带

uSSB(t)=Ucos(ωc−Ω)t=UcosΩtcosωct+UsinΩtsinωct下边带2/4/202317希尔伯特变换的频域解释：上式意味着对F(ω)的各频率分量均移相－π/2！2/4/202318语音调制的DSB信号和SSB信号频谱比较：(a).DSB频谱；(b).SSB上边带频谱；(c).SSB下边带频谱2/4/202319SSB信号的特点:(1)SSB信号从本质上讲是一种幅度和频率混合调制；(2)SSB信号所占的带宽：BSSB=Fmax。说明：SSB信号所占的频带比AM和DSB减少了一半，频带利用充分，因此目前已成为短波通信的主要调制方式。2/4/202320二、振幅调制电路原理：振幅调制过程属于频谱的线性搬移，因此可以利用上一章讲的频谱线性搬移电路来实现振幅调制。要求：调制效率高、调制的线性范围大、失真小。方式：高电平调制和低电平调制。(1)高电平调制：将调制过程和功率放大过程合二为一，利用高频功放的调制特性来完成调制，高电平调制主要用于形成AM信号；(2)低电平调制：将调制和功放分开，调制后的信号是低电平信号，需要经过功率放大器才能送到天线。AM、DSB、SSB、FM(第七章讲)均可以采用这种方式。2/4/2023211.AM调制AM信号可以采用高电平调制和低电平调制。1)高电平调制：分为集电极调幅和基极调幅。(1)集电极调幅：利用高频功放集电极调制特性，放大器应工作在过压状态，集电极偏置电压为时变偏置电压。Ec=Ec0+uΩ，m:由Eco和uΩ的幅度决定。2/4/202322集电极调幅的波形:2/4/202323(2)基极调幅：利用高频功放基极调制特性，放大器应工作在欠过压状态，基极偏置电压为时变偏置电压。2/4/202324基极调幅的波形:2/4/2023252)低电平调制：用第5章的频谱搬移电路实现低电平AM调制。(1)单二极管电路：u1=uΩ，u2=uc,Uc>>UΩ。2/4/202326(2)单差分对电路：单差分对AM调制器的输出波形：2/4/202327关于AM调制的说明：(1).高电平AM调制：集电极调幅需要谐振功放工作在过压状态，而基极调幅需要谐振功放在欠压状态，前者优点是输出功率较大，后者优点是所需的激励功率功率较小；(2).二极管AM调制：合理选择信号的注入位置，可以用二极管平衡电路直接实现AM调制；要想用二极管环形电路实现AM调制，需要在输出电压中再加入载波分量，或者在输入调制信号中叠加上直流成分；(3).双差分对AM调制电路：在小信号状态下，双差分对电路就是一个标准的模拟乘法器，要想利用它实现AM调制，也需要在输出端再加入载频分量，或者在输入调制信号中叠加上直流成分。2/4/2023282.DSB调制电路单二极管和单差分对不能产生DSB信号，平衡二极管、环形二极管和双差分对电路可实现DSB调制。(1).平衡二极管DSB调制器：u1=uΩ，u2=uc，且Uc>>UΩ。要求：调制线性好，载漏(载波泄露)小，调制效率高，阻抗要匹配。2/4/202329平衡二极管DSB调制器的波形：2/4/202330平衡调制器的一种实际线路：输出变压器改为可变电阻器；二极管并联电容C2和C3用来平衡二极管反向工作的结电容。电容C1：隔离高频载波与音频调制信号，对高频载波短路。2/4/202331(2)双平衡二极管的DSB调制器(环形调制器)：可以进一步减少组合分量，减少滤波器压力。

在u1=uΩ，u2=uc的情况下，可以实现DSB调制。滤波后输出电压：平衡调制器和环形调制器比较：a.平衡调制器：交换调制信号uΩ和载波信号uc的位置后不能得到DSB信号，只能得到AM信号；b.环形调制器：交换调制信号uΩ和载波信号uc的位置后同样得到DSB信号，即调制器与输入信号的位置无关。2/4/202332双平衡DSB调制器电路及波形:2/4/202333双桥构成的环形调制器：忽略晶体管输入电阻对平衡调制器的影响。2/4/202334单差分对电路的DSB调制：注意信号的注入方式。双差分对电路的DSB调制：由于双差分对电路在小信号状态下就是一个标准的模拟乘法器，因此不管载波信号和调制信号怎么注入，均可以实现DSB调制。(3)差分对电路的DSB调制：单差分对和双差分对电路均可。2/4/202335单差分对DSB调制器的信号波形:2/4/2023363.SSB调制电路主要有滤波法和移相法两种。(1)滤波法：由二极管平衡调制器和边带滤波器组成。二极管平衡调制器：生成DSB信号；边带滤波器：从DSB中取出一个边带。它是一个带通滤波器，可以用L、C元件或等效的L、C元件(如石英晶体)组成。目前常用的边带滤波器有：机械滤波器、晶体滤波器和陶瓷滤波器。下图是理想的边带滤波器传输特性。2/4/202337(2)移相法：移相法可以从SSB信号的表达式来理解。优点：省去了边带滤波器。缺点：一是两个平衡调制器输出DSB信号的幅度应完全相等；二是移相网络必须对载频和调制信号均保证精确的π/2相移。2/4/202338提高移相精度的移相法SSB调制器结构：如果调制信号为音频信号，为了提高相移精度，可以将两个平衡调制器的调制信号输入分别产生＋π/4相移和－π/4相移，这样两路音频信号的相位差为π/2。两路载频由频率为4f0的振荡器经四次数字分频器得到，载频的π/2相位差也由分频器来保证。

2/4/202339(3)滤波法和移相法性能比较a.移相法对平衡调制器的载漏抑制要求较高，但可以在较高的频率上形成SSB信号；b.滤波法对平衡调制器的载漏拟制要求不高，但由于需要边带滤波器，限制了它的最高工作频率。2/4/202340综合举例：P250:习题6-4(c)(d)在图示的四个电路中，调制信号和载波信号分别为两个二极管的伏安特性相同，均为从原点出发，斜率为gD的直线。试问哪些电路能实现双边带调制？在能够实现双边带调制的电路中，试分析输出电流的频率分量。2/4/202341解：(c)由电路图可得：显然载波中包含载波频率的基波分量，因此不能实现DSB调制。2/4/202342(d)由电路图可得：流过负载电流:由于负载电流中没有载波频率和调制信号频率的组合频率分量，因此不可能实现DSB调制。2/4/202343三、调幅信号的解调振幅解调的概念：从高频已调信号中恢复出调制信号的过程称为解调，又称为检波。解调是调制的逆过程。振幅解调原理：属于频谱线性搬移，可使用第5章介绍的方法。1.调幅解调方法：包括包络检波和同步检波两大类。 (1)包络检波：解调器输出电压与输入已调波的包络成正比。包络检波器分类：峰值包络检波器和平均包络检波器。电路组成：非线性电路+低通滤波器。用途：只能用于AM信号的解调。(2)同步检波：接收端需要一个与发送端同频同相的参考载波。两种同步检波器：一是乘积型(模拟乘法器+低通滤波器)，二是叠加性(加法器+包络检波器)。用途：可适用于AM、DSB、SSB信号的解调。2/4/202344包络检波器的原理框图：2/4/202345同步检波器的原理框图：(a)乘积型；(b)叠加型。同步的解释：接收机的参考载波要与发射机端载波同步。uc和ur的振幅可以不同，但是频率和相位必须相同。2/4/2023462二极管峰值包络检波器电路组成：二极管峰值包络检波器由输入回路、二极管VD和RC低通滤波器组成。(1)输入回路：提供信号源，又是末级中放的输出回路；(2)二极管：由导通电压小、rD小的锗管；(3)RC电路：一方面作为检波器负载，另一方面对高频电流旁路。因此RC电路应满足或说明：在这种检波器里，二极管工作在大信号状态，ui>0.5V，信号源、二极管、RC电路串联关系。因此称为串联型峰值包络检波器。2/4/202347检波过程：检波过程实际上就是电容C的充放电过程。(1)充电过程：假定输入电压为等幅高频电压ui(t)=Um

cosωct。 (2)放电过程：随着电容上充电电压的增加，二极管上压降不断减少，当uD=ui－uo=0时，二极管开始截止，电容通过电阻R放电。但时间持续不长，因为RC>>Tc(载波周期)，当uc下降不多时，ui的下一个正半周已经到来，当ui>uc时，二极管导通，对电容充电。假设加输入电压前ui=0，加上输入电压后，ui处于正半周，二极管导通，对电容充电，由于电容C的高频阻抗很小、rD很小，充电电流很大，ui全部加到二极管两端；同时电容上的电压又反作用于二极管，因此uD=ui－uo。2/4/202348(3)动态平衡状态：当二极管导通时电容上积累的电荷量等于截止时释放的电荷量，检波器达到了动态平衡。2/4/202349特点：(1)检波过程是一个重复的充放电过程；(2)充电快、放电慢：RC>>Tc，rDC<<Tc，因此电容电压保持在正弦波正半周峰值附近，即Uo≈Um，因此这种检波器称为峰值包络检波器；(3)二极管电流：平均分量Iav和高频分量，低通输出uo=Uav；(4)稳态时二极管电压电流波形：2/4/202350输入为AM信号时检波器的输出电压波形图：输入为AM波的检波器输出电压：Uo(t)=Uav=Udc+uΩ。说明：Udc可以作为自动增益控制(AGC)电路的控制电压。2/4/202351输入为AM信号时，检波器二极管的电压及电流波形：2/4/202352包络检波器的输出电路：(a)直接输出解调输出的调制信号；(b)输出直流电压用来进行自动增益控制(AGC)。2/4/202353性能分析：衡量二极管峰值包络检波器的两个主要性能参数是传输系数Kd、输入电阻Ri。(1)传输系数(检波系数)Kd：Kd是用来描述包络检波器对输入已调信号的解调能力或者效率的物理量。等幅波输入：us(t)=Umcosωct

Kd=Uo/Um检波器输出uo(t)=KdUm

AM波输入：us(t)=Uc(1+mcosΩt)cosωct

Kd=UΩ/mUc检波器输出uo(t)=Kd

Uc(1+mcosΩt)说明：两种定义方法是完全等价的。2/4/202354Kd的计算：大信号工作，忽略二极管导通电压，考虑等幅波。2/4/202355(1)Kd由θ决定，即由二极管和R决定，与输入信号无关；(2)θ越小，Kd越大；(3)理想滤波条件不满足时，传输系数会小一些。2/4/202356CRisR0LC1Ri(2)输入阻抗Ri：表征包络检波器对前级电路的影响程度。Ri越小，前级回路谐振阻抗越低，导致Q值下降。因此希望Ri要大。小结：Ri由检波器负载电阻R决定，R越大，对前级影响越小。2/4/202357检波器的失真：当二极管峰值包络检波器的参数选择不当时，检波器输出波形会产生惰性失真和底部切削失真。(1)惰性失真：由于RC时间常数太大，电容C对R的放电速度跟不上AM信号的包络的下降速度，导致二极管若干高频周期处于截止状态，引起的失真。下图是惰性失真波形。

不产生惰性失真的条件：2/4/202358(2)底部切削失真：又叫负峰切削失真，产生失真后，检波器的输出电压波形负半周的峰值被切削掉。2/4/202359产生失真的原因：由于检波器的交流、直流负载电阻不一致引起的。在实际的检波器电路里，还应该加上耦合电容Cg和真正的负载电阻Rg。由于Cg对交流短路，所以有2/4/202360减少交直流负载差别的措施：方法a：将R分解R=R1+R2。方法b：插入高输入阻抗的射极跟随器。关于包络检波器失真的说明：(1).包络检波器的惰性失真和切削失真是由于线性元件(电阻和电容)的选择不当引起的；(2).包络检波器的非线性失真是由非线性器件(二极管)引起。2/4/202361实际检波电路及元件选择：以AM收音机的检波电路为例。(1)电路组成峰值包络检波器：二极管，电容C1、C2，电阻R1、R2，以及Cg和Rg。自动增益控制(AGC)滤波电路：R4，C3。2/4/202362(2)检波电路元器件的选择：根据5个原则基本约定：R=R1+R2，C=C1+C2，R1/R2=0.1～0.2，C1=C22/4/202363综合举例1：P253习题6-12。振幅检波器必须有哪几个组成部分？各部分作用如何？下列各图(见图所示)能否检波？图中R、C为正常值，二极管为折线特性。2/4/202364综合举例2：P254习题6-14。已知包络检波电路参数如下：

C=0.01uF，R=4.7kΩ，Cg=10uF，Rg=10kΩ

us=0.8(1+0.5cosΩt)cosωct(V)，F=5kHz，fc=465kHz，rD=125Ω求Ri、Kd，并检验有无惰性失真和底部切削失真。2/4/202365解：Ri=R/2=2.35kΩ2/4/202366VDusCR(a)原理电路3、二极管并联峰值包络检波器 并联包络检波器的二极管、负载电阻和信号源是并联的，但它的工作原理是一样的。(1)电压传输系数Kd：和串联峰值包络检波器相同。(2)输入电阻Ri：在并联检波器里，高频电流能够通过负载电阻R，因此R要消耗高频载波功率。2/4/202367二极管并联峰值包络检波器：实际电路和波形。2/4/2023684．小信号检波器输入信号振幅为几mV~几十mV。特点：输出平均电压ΔUav与输入电压振幅Um的平方成正比，故又称平方律检波器。应用：在测量仪表及微波检测中广泛用作功率指示器；缺点：传输系数Kd和输入电阻Ri都小，而且还有非线性失真。2/4/2023695、同步检波器：分乘积型和叠加型(1)乘积型：先考虑完全同步情况2/4/202370参考载波的同步误差对乘积型同步检波器的影响：结论1：参考载波的频率误差引起检波器输出失真。结论2：如果φ为常数，相位误差只会引起检波器输出幅度衰减；如果φ随着时间变化，相位误差将引起检波器输出失真。2/4/202371(2)叠加型：考虑单边带(上边带)已调波包络检波器输出：2/4/202372(3)平衡同步检波电路：由两个叠加型同步检波器组成，可以减少输出电压中的非线性失真。

总的输出：uo=uo1－uo2=2KdUrmcosΩt2/4/202373(4)同步检波器小结实现同步检波的关键是要产生一个与发射机载波同频、同相的本地参考载波。如果发射机发送的载波与本地恢复的参考载波存在相位和频率上的偏差，同步检波器的输出信号会产生失真。本地参考载波产生方法：a.分频法：直接从DSB信号中提取； DSB信号→平方得2fc→二分频得fcb.导频法：在发射机发射SSB信号时，附加发射一个功率较低的载波信号，称为导频信号。2/4/202374四、混频器

1、混频的概念

混频(又称为变频)，是将信号的载频变换成另外一个频率。具有这种功能的电路称为混频器(或变频器)。混频器具有两个输入电压，频率分别为fc和fL，输出信号的频率fI是两者的差频或和频，fI=fL±fc。因此混频器在频域起着减(或加)法器的作用，是频谱线性搬移的一种应用。2/4/202375超外差接收机：混频器是基础，可以获得高灵敏度和选择性。输入信号us：接收到的已调波信号，载波频率为fc。输入信号uL：本地载波uL=ULcos2πfLt，fL为本振频率。输出信号：载频变为中频频率fI，但uI仍然是已调波信号。混频方式：(1)下变频：fI=fc－fL，fI<fc；(2)上变频：fI=fc＋fL，fI>fc。几种超外差接收机的中频频率：(1)调幅收音机：fI=465(455)kHz；(2)调频收音机：fI=10.7MHz；(3)微波接收机(卫星接收机)：fI=70或140MHz；(4)电视接收机：图象中频=38MHz，伴音中频=6.5MHz。2/4/202376混频电路的实现原理：混频属于是频谱线性搬移，可用线性时变电路和带通滤波器来完成。理想混频器：由模拟乘法器和带通滤波器组成，如果输入已调信号为us=UscosΩtcosωct和本振电压为uL=ULcosωLt，那么2/4/202377混频过程的频谱变换：2/4/2023782、混频器的主要性能指标(1)变频增益:可以用变频电压增益和功率增益描述。变频电压增益：输出电压振幅UI与高频输入电压振幅Us之比。变频功率电压增益：物理意义：变频增益表征了变频器将高频信号变换为输出中频信号的能力。增大变频增益，还有利于提高接收机的接收灵敏度。(2)噪声系数：

混频器对接收机整机的噪声系数影响比较大，特别是没有高放级时，影响更大。所以NF越小越好。2/4/202379(3)失真与干扰：失真包括频率失真和非线性失真。另外还有非线性干扰，包括组合频率、交叉调制和互调制、阻塞和倒易混频等干扰。(4)选择性：指中频输出中应该只有接收的有用信号，而不应该有不需要的干扰信号。因此要求中频输出回路有良好的选择性，即回路有理想的谐振曲线(矩形系数为1)。(5)变频压缩(抑制)：在混频器中，输出与输入信号幅度应成线性关系。实际上，由于非线性器件的限制，当输入信号增加到一定程度时，中频输出信号的幅度与输入不再成线性关系，称为变频压缩。(6)动态范围：大的动态范围是指输入信号的变化范围要大。(7)隔离度：隔离度好，是指信号端口、本振端口与中频输出端口的相互泄露要小。(8)稳定度：本振频率的稳定度要高。2/4/202380混频器变频压缩示意图：2/4/2023813、混频电路(1)晶体三极管混频器用线性时变分析法来分析，假设Us<<UL>0.5V，时变偏置电压Eb(t)=Eb＋uL，输出回路谐振于fI=fL－fc，集电极电流为2/4/202382变频跨导gc：不仅决定着变频增益(Kvc=gcRL)，还影响着混频器的噪声系数NF。变频跨导gc只与晶体管特性、直流工作点及本振电压UL有关，与us无关。2/4/202383(a)基极串馈注入：us和uL直接串联在基极同极注入；(b)基极并馈注入：uL通过耦合电容CL与us并联于基极，目的是减少us的调谐回路对本振频率的影响；(c)射极注入：uL在发射极注入，缺点是要求本振注入功率较大。本振电压的注入原则：(a)要尽量避免us和uL的相互影响；(b)不要妨碍中频电流的流通。本振电压的注入方式：有三种方式。2/4/202384中波AM收音机混频电路(图(a))：混频、本地振荡由同一个三极管完成，输出中频回路调谐于465kHz。(a)混频：输入信号由天线回路加到基极，本振信号加到发射极；(b)本地振荡器：L3L4C7C8和晶体管组成变压器反馈振荡器；(c)输出中频回路：L5和1000pF电容组成。2/4/202385FM调频收音机混频电路(图(b))：混频、本地振荡由同一个三极管完成，输出中频回路调谐于10.7MHz。(a)混频：输入信号和本振信号均由发射极注入，为共基放大器；(b)本地振荡器：为电容反馈式振荡器，由C2、C5和L2回路组成。(c)输出中频回路：由C9和T1组成。L1、C3也串联调谐于10.7MHz、为中频陷波电路，防止中频信号流入发射极。2/4/202386

(2)二极管混频电路特点：优点是噪声低、电路简单、组合分量少。在高质量通信设备中以及工作频率较高时，常使用二极管平衡混频器和环形混频器。平衡混频器：UL>>Us，且UL>0.5V。2/4/202387环形混频器：(3)其它混频电路除了二极管、晶体三极管混频电路外，还有双差分对和场效应管混频电路。双差分对电路在小信号时就是标准的模拟乘法器，而场效应管可以组成平衡混频器和环形混频器。2/4/202388场效应管平衡混频器和环形混频器：可以用平方律特性分析(平衡混频器)，也可以用开关分析法(环形混频器)。2/4/202389混频电路综合举例：已知某混频器的变频跨导为gc，本振电压为uL＝ULcosωLt，Us<<UL，输出回路谐振于f0＝fI＝fL－fs，带宽大于等于信号带宽，负载电阻为RL，计算输入信号为下列情况下的输出电压uo(t)2/4/202390五、混频器的干扰超外差接收机结构改善了接收机的性能，但是混频器的使用又带来了新的干扰问题。混频器中的非线性器件除了产生混频所需要的组合频率分量外(中频)，还有大量的无用的组合频率分量，一旦这些无用组合频率分量接近中频频率，就会产生干扰。常见的混频器干扰：干扰哨声：信号与本振自身的组合干扰；副波道(寄生)干扰：外来干扰信号与本振的组合干扰；互调干扰：外来干扰信号之间相互作用形成的组合干扰；交调干扰：外来干扰与信号之间的交叉调制干扰；其它混频干扰：阻塞和倒易混频干扰。这一部分介绍混频干扰的形成机理和拟制办法。2/4/202391fc/fI：称为变频比；p+q：称为干扰阶数，阶数越小，干扰越严重。假设fI=fL–fc，产生干扰哨声的条件为：pfL–qfc=±fI1.干扰哨声：由信号频率fc和本振频率fL经过非线性器件的作用，产生了接近中频频率fI的组合频率分量，对有用信号fI形成的干扰。设信号频率为fc，本振频率为fL。如果fI=fc–fL，产生干扰哨声的条件为变为

2/4/202392举例：已知调幅广播fI=465kHz，假设某电台频率fc=931kHz，则本振频率fL=fI+fc=465+931=1396kHz，变频比fc/fI=2a.混频器产生的组合分量见P242表6-1。b.混频器产生的干扰哨声 3阶干扰：p=1，q=2，2fc－fL=466kHz 8阶干扰：p=3，q=5，5fc－3fL=467kHz干扰哨声的拟制方法：干扰哨声是信号本身与本振的各次谐波组合而形成的，与外来干扰无关，所以不能靠提高前端电路的选择性来拟制，只能通过减少干扰点的数目并拟制阶数低的干扰。a．正确选择中频频率的数值；b．正确选择混频器的工作状态，减少无用组合频率分量；c．采用合理的电路形式，从电路上抵消无用组合频率分量。2/4/2023932副波道干扰：由外来干扰频率和本振信号频率的组合频率分量形成的干扰。具体表现：接收机在接收有用信号时，还会收到一些无关的电台，也就是串台。副波道干扰的频率约束关系：假设由天线回路引入的外来干扰电压为uJ=UJcosωJt，频率为fJ，中频频率fI=fL－fc。形成干扰的约束关系如下：2/4/202394最严重的副波道干扰是中频干扰和镜频干扰。中频干扰：当干扰信号的频率fJ≈fI时，由于前端电路选择性不好，干扰信号经过天线回路，送入混频器，而混频器相当于一级放大器，这个干扰信号能够顺利通过各级中放，对有用信号产生干扰。中频干扰的拟制方法：

a．提高前端电路的选择性(包括天线回路和高放)；