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1、第7章 数字信号基带传播主要内容数字基带信号及惯用码型数字基带信号功率谱及谱零点带宽码间串扰概念及无码间串扰条件典型无串扰波形及其性能比较数字基带传播系统抗噪声性能分析眼图概念及应用部分响应系统/10/101西南交通大学电气工程学院第1页第1页第7章 数字信号基带传播所谓基带信号，就是频谱集中在零频(直流)或某个低频附近信号。由物理信号(如温度、人声音等)直接转换过来电信号绝大多数是基带信号。数字基带信号，如计算机输出二进制序列，或由语音信号数字化转换而来数字语音信号。实际中，传播信号信道通常有两种：低通型信道和带通型信道。通常有线信道是低通型信道，而无线信道则是带通型信道。数字基带信号通过低

2、通型信道传播称为数字信号基带传播，这样传播系统称为数字基带系统。/10/102西南交通大学电气工程学院第2页第2页7.1 数字基带系统构成信道信号形成器将输入数字基带信号变换成适合于信道传播基带信号（频谱匹配），或者对数字基带信号进行变换，使接受端便于提取定期信号（位同时）/10/103西南交通大学电气工程学院第3页第3页7.1 数字基带系统构成它采取方法是对输入数字基带信号进行码型变换和波形变换（发送滤波） 。码型变换作用是将输入数字基带信号变换成适合于信道传输码型，不同码型数字基带信号含有不同特点。波形变换作用是形成适合于信道传输波形，使其含有较高频带利用率及较强抗码间干扰能力。这种波形变

3、换也称为波形成形。/10/104西南交通大学电气工程学院第4页第4页7.1 数字基带系统构成信 道 基带传播信道通常为有线信道，它含有低通型传播特性，可看做一个低通滤波器，由于它通常是不抱负，因此信号通过它会产生失真。另外，信道中还会引入噪声n(t)。普通认为噪声n(t)是零均值高斯白噪声。基带系统中其它部件也会产生噪声，但它们和信道中噪声n(t)相比小得多，因此在通信系统分析中普通只考虑信道中噪声。/10/105西南交通大学电气工程学院第5页第5页7.1 数字基带系统构成接受滤波器发端发送信号通过信道后，由于信道不抱负及信道中噪声，使信号产生了失真，同时还混入了大量噪声，假如对这样信号不加处

4、理直接进行判决，会产生大量错误，因此在取样判决前必须通过一个接受滤波器。接受滤波器作用有两个：一个是滤除信号频带以外噪声，另一个是对失真信号进行校正，以便得到有助于取样判决器判决波形。/10/106西南交通大学电气工程学院第6页第6页7.1 数字基带系统构成取样判决和码元再生取样判决器功效是在要求时刻(由位定期脉冲控制)对接受滤波器输出信号进行取样，然后依据预选拟定判决规则对取样值进行判决，拟定发端发是“1”码还是“0”码。由于信号失真及噪声影响，判决器会发生错判，如发端发送是“1”码，而判决器判决出“0”码，这种现象称为误码。码元再生器功效是将判决器判决出“1”码及“0”码变换成所需数字基带

5、信号形式。/10/107西南交通大学电气工程学院第7页第7页7.1 数字基带系统构成位定期提取电路其功效是从接受滤波器输出信号中提取用于控制取样判决时刻定期信号，要求提取定期信号和发送二进制数字序列同频同相。所谓同频，就是发送端发送一个码元，接受端应判决出一个码元，即定期信号周期应等于码元周期(码元宽度)，这样收发两端码元一一相应不会搞错。所谓同相，就是定期信号脉冲应对准接受信号最佳取样判决时刻，使取样器取到样值最有助于正确判决。/10/108西南交通大学电气工程学院第8页第8页7.1 数字基带系统构成/10/109西南交通大学电气工程学院第9页第9页7.2 数字基带信号码型和波形码型 基本要

6、求 (1) 要求选取适当码型，使数字基带信号中没有直流分量及低频分量。 (2) 要求数字基带信号中含有定时分量。 (3) 要求数字基带信号含有较小高频分量，以节约传输带宽。 (4) 要求编译码设备尽也许简朴。 /10/1010西南交通大学电气工程学院第10页第10页7.2 数字基带信号码型和波形单极性不归零码（全占空，NRZ）在单极性不归零码中，用一个宽度等于码元间隔Ts正脉冲表示信息“1”，没有脉冲表示信息“0”。反之亦然。特点：直流分量不为零。/10/1011西南交通大学电气工程学院第11页第11页7.2 数字基带信号码型和波形双极性不归零码（全占空，NRZ）它是用宽度等于码元间隔Ts两个

7、幅度相同但极性相反矩形脉冲来表示信息，如正脉冲表示“1”，负脉冲表示“0”；也能够用正脉冲表示“0”，负脉冲表示“1”。特点：当“1”、“0”等概时直流分量等于0。/10/1012西南交通大学电气工程学院第12页第12页7.2 数字基带信号码型和波形单极性归零码（半占空，RZ）用脉冲有无来表示信息，每个脉冲都在相应码元间隔内回到零电位。当脉冲宽度等于码元间隔二分之一时，称它为单极性半占空码。特点：脉冲宽度比不归零码窄，因而它带宽比不归零码带宽要宽；直流分量也不等于零。/10/1013西南交通大学电气工程学院第13页第13页7.2 数字基带信号码型和波形双极性归零码（半占空，RZ）与双极性不归零

8、码相同，所不同也只是脉冲宽度小于码元间隔。特点：带宽比双极性不归零码带宽要宽；直流分量也等于零。/10/1014西南交通大学电气工程学院第14页第14页7.2 数字基带信号码型和波形单极性：脉冲幅度为+A或0。双极性：脉冲幅度为+A或-A。非归零(NRZ)：脉冲幅度在整个位期间保持不变。归零(RZ)：脉冲幅度连续一段时间后回到0。0A-A0A1 0A-ATs1 0A-ATs1 0总 结：/10/1015西南交通大学电气工程学院第15页第15页7.2 数字基带信号码型和波形差分码用相邻码元改变是否来表示原数字信息。编码规则：用相邻码元发生改变表示信息“1”，相邻码元不发生改变表示“0”。依据这个

9、编码规则，得到差分码bn与原数字信息an之间有这样关系/10/1016西南交通大学电气工程学院第16页第16页7.2 数字基带信号码型和波形例7.3.1 求数字信息序列 1010110差分码。解 a1=1, a2=0, a3=1, a4=0, a5=1, a6=1, a7=0则因此，差分码为。注意：在编码时，差分码中第一位即b0自己设定，可设为“0”也可设为“1”。本例中设b0 为“0”。/10/1017西南交通大学电气工程学院第17页第17页7.2 数字基带信号码型和波形差分码表示：能够采用单极性码，也可采用双极性码；能够采用不归零码，也能够采用归零码。图7.3.5采用单极性不归零码画出了原

10、数字信息与它差分码示意图。/10/1018西南交通大学电气工程学院第18页第18页7.2 数字基带信号码型和波形波形特点：观测图7.3.5中差分码相邻码元改变情况及它与信息码之间关系，显然差分码相邻码元有改变表示信息“1”，相邻两码元不发生改变表示信息“0”。由于信息携带于差分码相对改变上，因此差分码也称为相对码，与此相应，原数字信息就称为绝对码。接受端：收到相对码bn后，可由bn恢复绝对码an。依据式(7-3-1)可得/10/1019西南交通大学电气工程学院第19页第19页7.2 数字基带信号码型和波形极性交替码（AMI码）它用无脉冲表示“0”，而“1”则交替地用正、负极性脉冲(可认为归零，

11、也可认为不归零)表示。特点：无论“1”与“0”是否等概，都没有直流分量； 当信息连“0”较多时，难以提取位定期信号。/10/1020西南交通大学电气工程学院第20页第20页7.2 数字基带信号码型和波形三阶高密度双极性码（HDB3）当连续出现四个“0” 时，用一个包括有极性破坏脉冲“V”特殊序列来代替0000序列；当前一个特殊序列后有偶数个“1”时，用“100V”代替0000，反之，用“000V” 代替0000；当数字信息中有很长连“0”时，可连续使用特殊序列。所有 “1”码按AMI码办法进行极性交替，“V”极性与其前面最近“1”码极性相同。/10/1021西南交通大学电气工程学院第21页第2

12、1页7.2 数字基带信号码型和波形例7.3.2 设输入二进制数据序列为101100000100000000，求其HDB3码。/10/1022西南交通大学电气工程学院第22页第22页7.2 数字基带信号码型和波形例7.3.3 设输入二进制序列为0010000110000000001，求其HDB3。/10/1023西南交通大学电气工程学院第23页第23页7.2 数字基带信号码型和波形译码过程：(1)依据“V”极性特点，找出特殊序列。在接受序列中一旦出现连续两个同极性码时，两个同极性码后一个即为“V”，此“V”与其前三位码就是一个特殊序列。(2)将特殊序列000V或100V中“1”和“V”都恢复为0

13、。 (3) 将正、负脉冲都恢复为“1”，零电平恢复为“0”。/10/1024西南交通大学电气工程学院第24页第24页7.2 数字基带信号码型和波形例7.3.4 接受HDB3波形如图7.3.11(a)所表示。求原信息序列。/10/1025西南交通大学电气工程学院第25页第25页7.2 数字基带信号码型和波形波形上面简介各种惯用码型都是以矩形脉冲为基础，但矩形脉冲高频成份比较丰富，这样占用频带比较宽。当信道带宽有限时，采用以矩形脉冲为基础数字基带信号就不适当了，而需要采用更适合于信道传播波形，这些波形包括改变比较平滑升余弦脉冲、钟型脉冲、三角形脉冲等，其中最惯用是升余弦脉冲。在数字通信系统设计中，

14、可采用横向滤波器产生所需要波形脉冲。/10/1026西南交通大学电气工程学院第26页第26页7.2 数字基带信号码型和波形三角形脉冲0101101011/10/1027西南交通大学电气工程学院第27页第27页7.3 数字基带信号功率谱二元基带信号功率谱二元数字基带信号中只有二个不同符号，常称为“1”码和“0”码。设“1”码基本波形为g1(t)，出现概率为p，“0”码基本波形为g2(t)，概率为1-p，码元宽度(码元间隔)为Ts，fs=1/Ts，前后码元统计独立。/10/1028西南交通大学电气工程学院第28页第28页7.3 数字基带信号功率谱例：双极性RZ码矩形脉冲，Ts为码元间隔。tTs0g

15、1(t)AtTs0g2(t)-A例：单极性NRZ码三角脉冲，Ts为码元间隔。tTs0g1(t)AtTs0g2(t)=0/10/1029西南交通大学电气工程学院第29页第29页7.3 数字基带信号功率谱离散谱连续谱连续谱一定存在；由其决定带宽。离散谱不一定存在；n=0处分量决定直流分量；n=1处分量决定位定期分量。/10/1030西南交通大学电气工程学院第30页第30页7.3 数字基带信号功率谱例7.4.1 已知某单极性不归零随机脉冲序列，其码元速率为Rs=1000 B，“”码波形是宽度为码元间隔、幅度为A矩形脉冲，“0”码为0，且“1”码概率为0.4。求该数字基带信号功率谱、带宽、直流成份及定

16、期分量大小。tTs/20g1(t)A-Ts/2双边功率谱：注意：教材上为单边功率谱，比较其区别。/10/1031西南交通大学电气工程学院第31页第31页7.3 数字基带信号功率谱P( f )f/kHz01-10.16A20.24A2Ts直流分量，功率0.16A2谱零点带宽 B=fs=1kHz无位定期分量/10/1032西南交通大学电气工程学院第32页第32页7.3 数字基带信号功率谱f0fs-fs单极性RZ有直流分量；有位定期分量；带宽为2fs 。2fs-2fsf0fs-fs双极性RZ无直流分量；无位定期分量；带宽为2fs 。2fs-2fs4个基本码型基带信号功率谱（0，1等概）/10/103

17、3西南交通大学电气工程学院第33页第33页7.3 数字基带信号功率谱f0fs-fsf0fs-fs单极性NRZ双极性NRZ有直流分量；无位定期分量；带宽为 fs 。无直流分量；无位定期分量；带宽为 fs 。/10/1034西南交通大学电气工程学院第34页第34页7.3 数字基带信号功率谱多元基带信号功率谱基带信号数学描述v(t)：幅度为1基本波形，矩形脉冲、三角脉冲等；Ak 为第 k 位码元电平： 二元码，Ak =+a、0(单极性)或+a、-a(双极性)； 三元码，Ak =+a、-a 、0。/10/1035西南交通大学电气工程学院第35页第35页7.3 数字基带信号功率谱功率谱计算Ts 码元间隔

18、； fs 码元速率；V(f ) 基本波形v(t)频谱密度；RA(n) Ak序列自相关函数，/10/1036西南交通大学电气工程学院第36页第36页7.3 数字基带信号功率谱例：0，1等概AMI码功率谱。无离散谱，无直流分量和位定期分量；主要功率分布在Ts/2附近，低频分量小，适合在低频特性不好信道中传播。/10/1037西南交通大学电气工程学院第37页第37页7.3 数字基带信号功率谱总 结：(1) 功率谱形状取决于基本波形频谱函数及码型。比如矩形波频谱函数为Sa(x)，功率谱形状为Sa2(x)，同时码型会起到加权作用，使功率谱形状发生改变，如上面AMI码功率谱，加权函数为sin2(fTs)，

19、使AMI码功率谱在零频附近分量很小。(2) 时域波形占空比愈小，频带愈宽。通常我们用功率谱第一个零点作为信号近似带宽，因此半占空波形零点带宽是全占空波形零点带宽2倍。/10/1038西南交通大学电气工程学院第38页第38页7.3 数字基带信号功率谱(3) 但凡“0”、“1”等概双极性码均无离散谱。这就意味着这种码型无直流分量和定期分量。(4) 单极性归零码离散谱中有位定期分量，因此可直接提取，对于那些不含有位定期分量码型，设法将其变为单极性归零码，便可取得位定期分量。比如，通过单稳触发电路将全占空NRZ码转换为RZ码，通过半波整流将双极性码变为单极性码，等等。/10/1039西南交通大学电气工

20、程学院第39页第39页7.4 码间干扰码间干扰实际基带传播系统带宽是有限，连续时间有限单个矩形脉冲通过这样系统传播后其波形在时域上必定是无限延伸。由于每个码元脉冲通过系统后在时域上扩展，使得前后码元在时间上有重叠，这种重叠称为码间干扰。码间干扰大到一定程度时将会引起接受端错误判决。/10/1040西南交通大学电气工程学院第40页第40页7.4 码间干扰基带信号一个码元输出波形第1，3个码元输出对第2个码元抽样判决影响。/10/1041西南交通大学电气工程学院第41页第41页7.4 码间干扰无码间干扰传播波形由于系统带限性，每个码元输出波形在时间上是无限扩展，因此在每一个码元取样判决处，除了本码

21、元取样值外，前后许多码元在这一时刻取样值不为零，从而形成了码间干扰。码间干扰会使判决产生错误，因此希望通过合理设计系统，使每一个码元输出波形在其它码元取样判决时刻值为零，从而消除前后码元之间码间干扰，这样码元输出波形称为无码间干扰传播波形。/10/1042西南交通大学电气工程学院第42页第42页7.4 码间干扰图7.5.2 数字基带传播系统数学模型码型变换发 送滤波器信道接 收滤波器再生判决码型译码数字序列bk基带信号d(t)HT(f )HR(f )HC(f )y(t)y(ti)成形网络/10/1043西南交通大学电气工程学院第43页第43页7.4 码间干扰发送滤波器输入端至接受滤波器输出端总

22、传播特性为 H(f)=HT(f)HC(f)HR(f)单位冲激响应为 h(t)=IFTH(f)为分析以便，假设输入d(t)是通过了码型变换单位冲激序列，码元间隔为Ts，可表示为/10/1044西南交通大学电气工程学院第44页第44页7.4 码间干扰当d(t)输入到图7.5.2所表示系统时，输出y(t)为式中, bk为第k个输入脉冲相对幅度，它由输入信息决定，与码型相关，是随机。假如码型为双极性，则bk有、两种取值；假如码型为AMI码，则bk有+1、-1、0三种取值。/10/1045西南交通大学电气工程学院第45页第45页7.4 码间干扰y(t)被送到取样判决器。设第m个码元取样判决时刻为(mTs

23、+t0)，其中，mTs表示第m个发送码元起始时刻，t0为时偏。则第m个码元取样值为/10/1046西南交通大学电气工程学院第46页第46页7.4 码间干扰第一项bmh(t0)是第m个码元输出波形取样值，它携带着第m个发送码元信息；第二项累加是除第m个码元外，其它所有码元输出波形在第m个码元取样判决时刻取样值总和，这个值对第m个码元判决起干扰作用，我们称这个值为码间干扰。无码间干扰传播波形：当h(t)为何波形时，第二项为0而没有码间干扰？/10/1047西南交通大学电气工程学院第47页第47页7.4 码间干扰抱负低通波形h(t)在t=n/(2B) (n0整数)时有周期性零点。/10/1048西南

24、交通大学电气工程学院第48页第48页7.4 码间干扰发送代码 1 1 0 1d(t)y(t)抽样脉冲Ts=0.5sB=1Hz/10/1049西南交通大学电气工程学院第49页第49页7.4 码间干扰发送代码 1 1 0 1d(t)y(t)抽样脉冲Ts=0.5sB=0.5Hz/10/1050西南交通大学电气工程学院第50页第50页7.4 码间干扰因此，带宽为B抱负低通系统其无码间干扰速率为最大无码间干扰速率(奈奎斯特速率): 2B Baud最小码元间隔(奈奎斯特间隔): 1/(2B) 最高频带利用率(奈奎斯特频带利用率)：/10/1051西南交通大学电气工程学院第51页第51页7.4 码间干扰特

25、点：由以上分析可知，抱负低通特性是一个无码间干扰传播特性，且可达到最大频带利用率。但是这种传播条件事实上不也许达到，由于抱负低通传播特性意味着有无限陡峭过渡带，这在工程上是无法实现。冲激响应波形尾部衰减特性很差，即波形拖尾振荡大，衰减慢，这样就要求接受端取样定期脉冲必须准确无误，不然会引起较大码间干扰。/10/1052西南交通大学电气工程学院第52页第52页7.4 码间干扰升余弦波形/10/1053西南交通大学电气工程学院第53页第53页7.4 码间干扰/10/1054西南交通大学电气工程学院第54页第54页7.4 码间干扰特点：1）当码元间隔 Ts=n/B 时，无码间干扰。3）与抱负低通波形

26、相比，冲激响应拖尾振荡小，衰减快，可减少对定期精度要求。2）允许最大码元速率为B。 而要求传播带宽为B； 因此最高频带利用率比抱负低通特性减小1倍：/10/1055西南交通大学电气工程学院第55页第55页7.4 码间干扰无码间干扰传播特性Nyquist第一准则传播特性H(f )与冲激响应h(t)是一对傅氏变换，因此，要想使得h(t)含有周期性零点，H(f ) 必须具备某个特点。经数学推导证实：含有奇对称滚降特性H(f )，它冲激响应有周期性零点，是一个无码间干扰传播特性。/10/1056西南交通大学电气工程学院第56页第56页7.4 码间干扰0fsCfW=fs/2奇对称点f0/10/1057西

27、南交通大学电气工程学院第57页第57页7.4 码间干扰例：余弦滚降特性 称为滚将系数，=01，代表滚降速度。 =0，变为抱负低通传播特性； =1，变为升余弦传播特性。/10/1058西南交通大学电气工程学院第58页第58页7.4 码间干扰无串扰码元速率： Rs=2W/n ；带宽： B=(1+)W；频带利用率：(b) 冲激响应最大频带利用率：/10/1059西南交通大学电气工程学院第59页第59页7.4 码间干扰例7.5.1 有系统传播特性H(f )如图7.5.7所表示。求此系统所有没有码间干扰速率及最大频带利用率。奇对称中心点a所相应频率值W= Hz则所有没有码间干扰速率为/10/1060西南

28、交通大学电气工程学院第60页第60页7.4 码间干扰例7.5.2 设基带传播系统发送滤波器、信道及接受滤波器构成系统总传播特性为H(f )，若要求以2/Ts波特速率进行数据传播，试检查图7.5.8中各种H(f )是否满足消除取样点上码间干扰条件？/10/1061西南交通大学电气工程学院第61页第61页7.4 码间干扰奇对称点相应频率分别为则无码间干扰速率分别为因此当Rs=2/Ts时，只有（3）无码间干扰。/10/1062西南交通大学电气工程学院第62页第62页7.5 基带传播系统抗噪声性能数字信息an经发送滤波器后得到基带信号g(t)，经传播后得到接受波形s(t)。 信道中引入噪声n(t)，接

29、受滤波器输出端噪声为低通型高斯噪声ni(t)。接受滤波器输出 x(t)=s(t)+ni(t)取样判决器将对x(t)进行取样判决。 基带信号传播与判决/10/1063西南交通大学电气工程学院第63页第63页7.5 基带传播系统抗噪声性能设发送信号为单极性二元码，其幅度为0或A，分别相应于码“0”或“1”，并假设信号在传播过程中没有衰耗。则用于判决取样值(混有噪声)为发“1”码时发“0”码时(7-6-1)判决器设定一判决门限d，判决规则为：假如xd，鉴定信号幅度为A，即发送是“1”码；假如xd，鉴定信号幅度为0，即发送是“0”码。/10/1064西南交通大学电气工程学院第64页第64页7.5 基带

30、传播系统抗噪声性能100110原始基带信号无串扰基带信号有噪声基带信号再生判决信号A0dA噪声影响使抽样判决错误，形成误码/10/1065西南交通大学电气工程学院第65页第65页7.5 基带传播系统抗噪声性能发“0”码时，取样判决器输入仅仅是噪声ni(t)，它来自信道零均值高斯白噪声，经接受滤波器后变为低通型高斯噪声，它仍然是零均值高斯噪声。因此，送到判决器接受信号取样值x概率密度函数为发“0”码时取样判决器输入端噪声分布式中， 是噪声方差（功率）。/10/1066西南交通大学电气工程学院第66页第66页7.5 基带传播系统抗噪声性能发“1”码时，取样判决器输入x=A+ni(t)，取样值x概率

31、密度函数为发“1”码时取样判决器输入端噪声分布f1(x)是均值为A高斯分布。/10/1067西南交通大学电气工程学院第67页第67页7.5 基带传播系统抗噪声性能图7.6.2 单极性码传播时取样值概率密度函数示意图P(0/1) ：1码错判为0码概率；P(1/0) ：0码错判为1码概率。/10/1068西南交通大学电气工程学院第68页第68页7.5 基带传播系统抗噪声性能误码率单极性码传播时：最佳判决门限为Vd=A/2，且则设0，1等概/10/1069西南交通大学电气工程学院第69页第69页7.5 基带传播系统抗噪声性能双极性码传播/10/1070西南交通大学电气工程学院第70页第70页7.5

32、基带传播系统抗噪声性能设峰-峰值都为A，则对单极性传播，信号幅度分别为0，A；对双极性传播，信号幅度分别为-A/2，A/2。则结 论：1）双极性传播最佳判决门限为0，与信号幅度或功率无关；2）峰-峰值相同时，单双极性传播可靠性相同；/10/1071西南交通大学电气工程学院第71页第71页7.5 基带传播系统抗噪声性能则3）信噪比相同时，双极性传播可靠性高；/10/1072西南交通大学电气工程学院第72页第72页7.6 眼 图在实际工程中，由于部件调试不抱负或信道特性发生改变等原因，不也许完全满足无码间干扰要求。当码间干扰和噪声同时存在时，系统性能就很难定量分析。当前，人们通常是通过“眼图”来预

33、计码间干扰大小及噪声影响，并借助眼图对电路进行调整。将接受滤波器输出波形加到示波器输入端，调整示波器扫描周期，使它与信号码元周期同时，这样，接受滤波器输出各码元波形就会在示波器显示器上重叠起来，显示出一个像眼睛同样图形，这个图形称为眼图。 /10/1073西南交通大学电气工程学院第73页第73页7.6 眼 图图7.7.1 眼图形成示意图无噪声和码间干扰时眼图有噪声和码间干扰时眼图/10/1074西南交通大学电气工程学院第74页第74页7.6 眼 图图7.7.2 眼图模型/10/1075西南交通大学电气工程学院第75页第75页7.6 眼 图(1) 最佳取样时刻应选在眼图张开最大时刻，此时信噪比最

34、大，判决引起错误最小。(2) 眼图斜边斜率反应出系统对定期误差灵敏度，斜边越陡，对定期误差越灵敏，对定期稳定度要求越高。(3) 在取样时刻，上、下两个阴影区高度称为信号最大失真量，它是噪声和码间干扰叠加结果。/10/1076西南交通大学电气工程学院第76页第76页7.6 眼 图(4) 在取样时刻，距门限最近迹线至门限距离称为噪声容限，噪声瞬时值超出它就也许发生判决错误。(5) 对于从信号过零点来得到位定期信息接受系统，眼图斜线与横轴相交区域大小，表示零点位置变动范围。这个变动范围大小对提取定期信息有主要影响，过零点失真越大，对位定期提取越不利。/10/1077西南交通大学电气工程学院第77页第

35、77页7.7 部分响应系统抱负低通特性：频带利用率高，但定期精度要求高，不可实现；升余弦特性：定期要求精度低，能够实现，但频带利用率低。部分响应系统是一个能够实现数字基带传播系统，它通过故意识地引入一定程度可控制码间干扰，以提升频带利用率，并减少对抽样定期精度要求。/10/1078西南交通大学电气工程学院第78页第78页7.7 部分响应系统第一类部分响应系统相关编码器h1(t)/10/1079西南交通大学电气工程学院第79页第79页7.7 部分响应系统/10/1080西南交通大学电气工程学院第80页第80页7.7 部分响应系统相距一个码元间隔两个Sa(t/Ts)波形拖尾正负相反而互相抵消，使得

36、合成波形拖尾快速衰减，因此，由定期抖动产生码间干扰大大减小。传播特性限制在1/(2Ts)这个区间之内，并且呈余弦形。系统带宽为当码元速率为Rs=1/Ts时，系统频带利用率为/10/1081西南交通大学电气工程学院第81页第81页7.7 部分响应系统相邻两个码元之间有串扰，其它码元间无干扰。a-1 a0 a1 a2抽样脉冲Tsc0c1c2/10/1082西南交通大学电气工程学院第82页第82页7.7 部分响应系统ck：第k个码元取样时刻取样值； ak：第k个码元信号样值； ak-1：前一码元在第k个码元取样时刻上取样值，是前一码元对后一码元干扰值。ckak + ak-1译码规则依据上式，由第k个

37、码元取样值ck恢复原发送信息ak译码规则为： ak=ck-ak-1 /10/1083西南交通大学电气工程学院第83页第83页7.7 部分响应系统例：假设采用二进制双极性码传播。由ak到ck形成过程下列所表示：信码： 1 0 1 1 0 0 0 1 0 1 1ak： +1 -1 +1 +1 -1 -1 -1 +1 -1 +1 +1 ak-1： +1 -1 +1 +1 -1 -1 -1 +1 -1 +1 ck： 0 0 +2 0 -2 -2 0 0 0 +2译码过程：ck： 0 0 +2 0 -2 -2 0 0 0 +2 ak： +1 -1 +1 +1 -1 -1 -1 +1 -1 +1 +1/1

38、0/1084西南交通大学电气工程学院第84页第84页7.7 部分响应系统实际应用中存在问题(1) 错误传播。译码输出ak不但与取样值ck相关，并且还与已经判决出来ak-1相关。因此，假如在传播过程中，ck序列中某个取样值因干扰而发生差错，则不但会造成当前恢复码元错误，并且会影响到以后恢复所有码元。例：ck： 0 0 +2 0 -2 0 0 0 0 +2 ak： +1 -1 +1 +1 -1 -1 +1 -1 +1 -1 +3/10/1085西南交通大学电气工程学院第85页第85页7.7 部分响应系统(2) 在接受端恢复ak时还必须有正确起始值+1。为了处理这两个问题，可在部分响应系统前增长一个差分编码器，也称为预编码器。bkak bk-1ckbk bk-1预编码/10/1086西南交通大学电气工程学院第86页第86页7.7 部分响应系统当采用二进制双极性码时，接受端译码规则为：发送信息 ak ： 1 0 1 1 0 0 0 1 0 1 1 bk： 0 1 1 0 1 1 1 1 0 0 1 0双极性表示 bk： -1 +1 +1 -1 +1 +1 +1 +