直流-直流变换电路精华汇编资料

1、电力电子(dinz)技术第二章 直流直流变换(binhun)电路 主讲： 任 国 海 电话:电邮: 答疑: 理工楼3-103共六十七页2.1 概述(i sh)1、直流直流变换电路及功能 直流直流（DCDC）变换电路是将一组电参数(cnsh)的直流电能变换为另一组电参数(cnsh)的直流电能的电路。 直流电幅值变换 直流电极性变换 直流电路阻抗变换 有源滤波共六十七页2.1 概述(i sh)2、变换电路的分类(fn li)（1）无变压器隔离： 降压式变换电路（Buck电路） 升压式变换电路（Boost电路 升降压式变换电路（Buck-Boost电路） 库克电路（Cuk电

2、路） Sepic电路 Zeta电路 （2）变压器隔离： 正激式变换电路 反激式变换电路 桥式隔离变换电路 推挽变换电路共六十七页2.1 概述(i sh)3、基本概念（1）占空比的定义： 开关接通的占空比定义为D， 其中ton 为开关导通时间，TS为开关周期。（2）脉冲宽度调制（PWM）或脉冲频率调制（PFM）所谓脉冲宽度调制的方法是一种在整个工作过程中，开关频率不变，而开关接通的时间按照(nzho)要求变化的方法。所谓脉冲频率调制的方法是一种在整个工作过程中，开关接通的时间不变，而开关频率按照要求变化的方法。共六十七页开关(kigun)导通时等效电路开关(kigun)关断时等效电路基本电路结构

3、2.2 降压式变换电路（Buck电路）一、BUCK电路基本结构共六十七页 二、等效的电路模型及基本规律（1）从电路可以看出，电感L和电容C组成低通滤波器，此滤 波器设计 的原则是使 us(t)的直流分量可以通过，而抑制(yzh) us(t) 的谐波分量通过；电容上输出电压 uo(t)就是 us(t) 的 直流分量再附加微小纹波uripple(t) 。 2.2 降压式变换(binhun)电路（Buck电路）共六十七页（2）电路工作频率很高，一个开关周期内电容充 放电引起的纹波uripple(t) 很小，相对于电容上 输出的直流电压Uo有： 电容 上电压宏观上可以(ky)看作恒定。 电路稳态工作时

4、，输出电容上电压由微小的纹波和较大的直流分量组成，宏观上可以看作是恒定直流，这就是开关电路稳态分析中的小纹波近似原理。2.2 降压式变换(binhun)电路（Buck电路）共六十七页2.2 降压(jin y)式变换电路（Buck电路） （3）一个周期内电容充电电荷高于放电电荷时，电容电压升高，导致后面周期内充电电荷减小、放电电荷增加，使电容电压上升速度减慢，这种过程的延续直至达到充放电平衡，此时电压维持不变；反之(fnzh)，如果一个周期内放电电荷高于充电电荷，将导致后面周期内充电电荷增加、放电电荷减小，使电容电压下降速度减慢，这种过程的延续直至达到充放电平衡，最终维持电压不变。 这种过程是电

5、容上电压调整的过渡过程，在电路稳态工作时，电路达到稳定平衡，电容上充放电也达到平衡，这是电路稳态工作时的一个普遍规律。共六十七页（4）开关S置于1位时，电感电流增加，电感储能；而当开关S 置于2位时，电感电流减小，电感释能。假定电流增加量大于 电流减小量，则一个开关周期内电感上磁链增量为： 此增量将产生一个平均感应电势： 此电势将减小电感电流的上升(shngshng)速度并同时降低电感电流的下降速度，最终将导致一个周期内电感电流平均增量为零；一个开关周期内电感上磁链增量小于零的状况也一样。 这种在稳态状况下一个周期内电感电流平均增量（磁链平均增量）为零的现象称为：电感伏秒平衡。 这也是电力电子

6、电路稳态运行时的又一个普遍规律。2.2 降压式变换(binhun)电路（Buck电路） 共六十七页三、电感电流连续(linx)工作模式（CCM）下稳态工作过程分析开关(kigun)导通时等效电路开关关断时等效电路BUCK电路 结构2.2 降压式变换电路（Buck电路） 共六十七页 a、 晶体管导通状态（t0 t t1=DT） VD关断，依据等效电路拓扑，有： 由于(yuy)电路工作频率很高，一个周期内ud 和 uo基本维持不变，可以视为恒定值，则（ud- uo）为常数，电流变化为线性，波形如图4-2，有： （io恒定，iC与iL同斜率）2.2 降压式变换(binhun)电路（Buck电路） 共

7、六十七页b、 二极管VD导通模式（t1 t t2=T ） 晶体管关断，电感(din n)续流，二极管导通，依据电路等效拓扑有： 同样，由于uo视为维持不变，则输出电流线性减小，波形如图4-2，有： （io恒定(hngdng)，iC与iL同斜率）2.2 降压式变换电路（Buck电路） 共六十七页共六十七页四、电感电流连续工作模式（CCM）下基本输入输出关系 从等效电路模型的分析可以知道，电容上输出电压uo(t)就是us(t) 的直流分量(fn ling)再附加微小纹波 uripple(t) ，且 ，晶体管导通时 ，晶体管关断时 ，则us(t) 的直流分量为： 忽略电路工作产生的损耗，输入输出能量

8、守恒，则有： 其中：Iin为输入平均电流（直流电流），Io为输出直流电流，D为 占空比 ，Ud为输入直流电压，Uo 输出直流电压 2.2 降压式变换(binhun)电路（Buck电路） 共六十七页五、电感(din n)电流连续工作模式（CCM）下电感电流和输出电 压脉动分析 考虑到稳态工作时电感伏秒平衡的特点，电感充放电过程电流波动值相等，依据前面的分析，晶体管导通时有： 考虑到输出电压脉动很小，有 iL iC，且有一周期内电容充放电平衡，根据图4-2中ic波形，Q的时间为T/2，则电容纹波峰峰值为（充放电波形如图43）： 2.2 降压(jin y)式变换电路（Buck电路） 共六十七页2.2

9、 降压(jin y)式变换电路（Buck电路） 电容(dinrng)充放电波形共六十七页六、电感电流(dinli)断续工作模式（DCM模式）简介 临界连续(linx)导通模式时 不连续导通模式时 对于CCM状态对于DCM状态2.2 降压式变换电路（Buck电路） 共六十七页思 考 已知：输入电压30V，输出电压10V，输出纹波100 mV，输出电流最大1A，最小100mA，要求(yoqi)电路工作于电流连续状态，如何设计电路参数？2.2 降压式变换(binhun)电路（Buck电路） 共六十七页设计方法考虑：（1）由 ，计算LC 的关系（2）最小输出电流与 的关系，见图中波形，由于电感电流连

10、续，有 ，计算L的关系式。（3）由输入输出电压(diny)关系，计算D（4）由 求得MOS管的最大电流，同时依据波形计算 电流有效值，依此选择MOS管的电流。（5）MOS管的最高工作电压为输入电压，依此选择MOS管的耐压。 2.2 降压(jin y)式变换电路（Buck电路） 共六十七页一、Boost电路(dinl)基本结构基本(jbn)电路结构开关导通时等效电路开关关断时等效电路2.3 升压式变换电路（Boost电路） 共六十七页二、电感电流连续工作模式（CCM）下稳态工作过程分析a、 晶体管导通状态(zhungti)（0 t t1=DT） VD关断，依据等效电路拓扑，有： 由于ud 维持不

11、变，为恒定值，电流线性变化，有： 2.3 升压式变换(binhun)电路（Boost电路） 共六十七页b、 二极管VD导通模式（t1 t t2=T ） 晶体管关断，电感续流，二极管导通，依据等效电路拓扑： 由于ud 和u0 在一个周期内维持不变，iL线性变化，考虑电感伏秒平衡，此时(c sh)电感电流增量应该小于零，电流为下降曲线。 （斜率与电感电流相同）2.3 升压式变换(binhun)电路（Boost电路） 共六十七页共六十七页三、电感电流连续工作模式（CCM）下基本输入输出关系 由于电感伏秒平衡，电路稳态工作时第一阶段（0 t t1）和第二阶段（t1 t t2=T ）的电流净增量(zn

12、lin)相等,有： 其中：t2 =T D= t1 / T 忽略电路工作产生的损耗，输入输出能量守恒，则有： 电路输入电流：2.3 升压式变换(binhun)电路（Boost电路） 共六十七页四、电感电流连续工作模式（CCM）下电感电流和输出电压 脉动分析 考虑(kol)到稳态工作时电感伏秒平衡的特点，电感充放电过程电流波动值相等，依据前面的分析，晶体管导通时有： 考虑到输出电压脉动很小，一个周期内电容充放电平衡，根据图4-4中ic波形，Q的时间为DT，则电容纹波峰峰值为：2.3 升压式变换(binhun)电路（Boost电路） 共六十七页一、Buck-Boost电路(dinl)基本结构基本电路

13、(dinl)结构开关导通时等效电路开关关断时等效电路2.4 直流升降压变换电路（Buck-Boost电路） 共六十七页二、电感(din n)电流连续工作模式（CCM）下稳态工作过程分析a、 晶体管导通状态（t0 t t1=DT） VD关断，依据等效电路拓扑，有： 由于ud 维持不变，为恒定值，电流线性增加，有：2.4 直流升降(shngjing)压变换电路（Buck-Boost电路） 共六十七页b、 二极管VD导通模式（t1 t t2=T ） 晶体管关断，电感(din n)续流，二极管导通，依据等效电路拓扑，有： 由于u0 在一个周期内维持不变，iL线性减小，考虑电感伏秒平衡，此时电感电流增量

14、应该小于零，电流为下降曲线，有： （斜率与电感电流相同）2.4 直流升降压变换(binhun)电路（Buck-Boost电路） 共六十七页共六十七页三、电感电流连续(linx)工作模式（CCM）下基本输入输出关系 由于电感伏秒平衡，电路稳态工作时第一阶段（0 t t1） 和第二阶段（t1 t t2=T ）电感的电流净增量相等,有： 忽略电路工作产生的损耗，输入输出能量守恒，则有：2.4 直流升降压变换(binhun)电路（Buck-Boost电路） 共六十七页四、电感电流连续工作模式（CCM）下电感电流和输出电 压脉动分析 考虑到稳态工作时电感伏秒平衡的特点，电感充放电过程电流波动值相等，依据

15、前面的分析，晶体管导通时有： 考虑到输出电压脉动很小，一周期(zhuq)内电容充放电平衡，根据图4-6中ic 波形，Q的时间为DT，则电容纹波峰峰值为：2.4 直流升降压变换(binhun)电路（Buck-Boost电路） 共六十七页一、 CUK电路基本(jbn)结构基本电路(dinl)结构开关导通时等效电路开关关断时等效电路2.5 库克电路（CUK电路） 共六十七页电路工作过程(guchng)1、VT开通，电感L1充电储能，电容C1向电容C充电并向负 载放电、对L2充电，由于C1上的电压作用，二极管VD 关断。2、VT关断，电感L1向电容C1转移能量，电容C1充电，电感 L2续流导致VD开通

16、，L2向电容C充电并向负载放电。3、电容C1上电压高于输出电压和输入电压。2.5 库克电路(dinl)（CUK电路） 共六十七页二、电感电流连续工作模式(msh)（CCM）下稳态工作过程分析a、 晶体管导通状态（t0 t t1=DT） 由于 ，VD关断，依据等效电路拓扑，对于电感L1有： 电流线性增加同理，对于电感 L2有： 电流线性增加 2.5 库克电路(dinl)（CUK电路） 共六十七页 斜率与电感电流相同b、 二极管VD导通模式（t1 t t2=T） 依据(yj)等效电路拓扑，对于电感L1有： 2.5 库克电路(dinl)（CUK电路） 共六十七页对于电感L2有： 由于电感伏秒平衡(p

17、nghng)，此时电感电流增量应该小于零，电流为下降曲线 斜率与电感电流相同2.5 库克电路(dinl)（CUK电路） 共六十七页共六十七页三、电感电流连续工作模式（CCM）下基本(jbn)输入输出关系 由于电感伏秒平衡，电路稳态工作时第一阶段（0 t t1）和第二阶段（t1 t t2=T ）电感的电流净增量相等,可以得到： 忽略电路工作产生的损耗，输入输出能量守恒，则有： MOS管电流峰值：2.5 库克电路(dinl)（CUK电路） 共六十七页四、电感电流(dinli)连续工作模式（CCM）下电感电流和输出电压 脉动分析 电感电流脉动：L1 L2 2.5 库克电路(dinl)（CUK电路）

18、共六十七页 输出电压脉动分析： 晶体管导通： L2电感电流(dinli)平均值为I0 由于 ，输出电压电流脉动很小，有： 流过电容的电流在一个周期内平均值为零，在T/2时间内有： 输出电容电压脉动峰峰值： 2.5 库克电路(dinl)（CUK电路） 共六十七页五、电感电流连续(linx)工作模式（CCM）下电容C1上电压分析 晶体管导通状态（t0 t t1=DT）下有： 二极管VD导通模式（t1 t t2=T ）下有： 由于电感伏秒平衡，有：2.5 库克电路(dinl)（CUK电路） 共六十七页一、正向(zhn xin)激励电路的基本结构2.6 正向激励(jl)直流变换电路 （Forward

19、Converter） 共六十七页二、正向激励电路的稳态工作过程分析a、晶体管导通状态（0 t t1=DT） 副边（N2）感应正电压导致VD1导通、VD2截止，副边（N3）感应电压与ud叠加，使VD3截止，电感两端电压为：可以看出，电感电流线性增长(zngzhng)，有： 励磁电流线性增长，则有2.6 正向(zhn xin)激励直流变换电路 （Forward Converter） 共六十七页b、晶体管关断状态（t1 t t2T） 绕组(roz)N1中的激磁电流转移到绕组N3中，VD3导通，N3 绕组电压为ud；由于同名端的关系，N3绕组的电压具有反向去磁作用，形成磁复位；此时N2绕组感应电压导致

20、VD1关断，电感L续流导致VD2导通，电感两端电压为：电感电流线性减小，有：在t2之前，励磁电流在N3 绕组续流，在ud作用下线性减小，至t2时刻降至零，VD3关断，此时全部绕组均无电流，2.6 正向(zhn xin)激励直流变换电路 （Forward Converter） 共六十七页共六十七页三、基本输入输出关系分析 考虑到电路稳态工作时电感伏秒平衡，第一阶段（t0 t DT）和第二阶段（t1tT）的电感电流净增量相等。 由t1=DT，t3- t1=(1-D)T ，可以(ky)得到： 上式表明：正激DC-DC变换电路的输出电压平均值和Buck电路一样与D成正比，不同的是还与匝数有关。 2.6

21、 正向激励(jl)直流变换电路 （Forward Converter） 共六十七页 为确保每个周期内磁路能够正常复位，第一阶段（t0tt1=DT）励磁能量必须(bx)于第二阶段（t1tT）完全释放，即对变压器而言，第一阶段形成的励磁电流必须于第二阶段衰减至零，否则就会造成变压器磁路饱和。 假定对于N1绕组变压器励磁电感为Lm，变压器电流初值为零，则第一阶段的电流净增量为： 此值即为变压器N1绕组励磁电流的峰值，第二阶段N1绕组励磁电流转移到N3绕组，经绕组N3续流衰减，则绕组N3续流电流初值为：2.6 正向(zhn xin)激励直流变换电路 （Forward Converter） 共六十七页第

22、二阶段绕组N3电流净减量为： 为折算到绕组N3的励磁电感，有：为了确保能够完成磁复位，必须(bx)满足： ，即： 这是正激变换电路一个重要的约束条件。2.6 正向激励(jl)直流变换电路 （Forward Converter） 共六十七页一、反向激励(jl)电路的基本结构2.7 反向激励(jl)直流变换电路 （Flyback Converter） 共六十七页二、电流连续模式（CCM）下反激电路(dinl)稳态工作过程分析a、 晶体管导通状态（0 t t1=DT） 副边感应电势导致VD1截止，电感L1充电储能， 有： 可以看出，电感电流线性增长，有： 则有： 副边感应电压： 晶体管电流：2.7

23、反向激励直流变换(binhun)电路 （Flyback Converter） 共六十七页b、晶体管关断状态（t1 t t2T ） 绕组N1中的激磁(jc)电流转移到绕组N2中，VD1导通，电感 L1转移能量到副边绕组N2中，有：L2电流线性下降，由于磁能不变，电流初值、终值有： 绕组N2的电感L2： 输出电压U0： 2.7 反向激励(jl)直流变换电路 （Flyback Converter） 共六十七页共六十七页反向激励(jl)电路的特点：1、具有变压器隔离2、变压器先电感储存能量，然后传递储存能量3、BuckBoost电路的变形2.7 反向(fn xin)激励直流变换电路 （Flyback

24、Converter） 共六十七页三、电流连续工作模式（CCM）下基本(jbn)输入输出关系分析 考虑到稳态工作时变压器磁路伏秒平衡，第一阶段（t0tt1=DT）和第二阶段（t1tT）的折算到原边或副边的电感电流净增量相等，由t1=DT， t3- t1=(1-D)T ，可以得到： 可以得出： 上式表明：反激DC-DC变换电路的输出电压平均值和Buck-Boost电路一样与D/(1-D)成正比，不同的是还与匝数有关。2.7 反向(fn xin)激励直流变换电路 （Flyback Converter） 共六十七页一、Sepic电路(dinl)和Zeta电路(dinl) 输入输出关系：2.8 其它(q

25、t)典型直流变换电路 Sepic 电路结构共六十七页2.8 其它典型(dinxng)直流变换电路Zeta 电路(dinl)结构输入输出关系：共六十七页二、双向直流直流变换(binhun)电路 2.8 其它典型(dinxng)直流变换电路共六十七页2.8 其它典型(dinxng)直流变换电路三、桥式隔离变换(binhun)电路 全桥变换电路基本结构输入输出关系：共六十七页 全桥变换电路(dinl)工作波形共六十七页2.8 其它典型直流变换(binhun)电路半桥变换电路基本(jbn)结构输入输出关系：共六十七页 半桥变换(binhun)电路工作波形共六十七页2.8 其它典型直流变换(binhun)电路四、推挽(tu wn)隔离变换电路 推挽变换电路基本结构输入输出关系：共六十七