自动显示技术与仪表课件

1、第 2 章数字显示技术及仪表2.1数字显示仪表的分类和特点2.2数字显示仪表的构成及主要技术指标2.3信号的采样与量化过程2.4双积分型A/D转换器2.5工业参数的线性化显示2.6标度变换2.7数字显示器件2.8XZMA系列数字显示仪2.9干扰及仪表的抗干扰措施思考与练习题由于数字显示仪表具有测量速度快、 准确度高、 读数直观、 便于和计算机或其它数字装置连接等一系列特点， 因此在现代科学技术和工业生产中得到了迅速发展和广泛应用。 在许多领域， 传统的模拟显示仪表正在逐渐地被数字显示仪表所取代。 本章主要介绍工业生产过程中使用的常规数字显示仪表的原理和有关技术问题。 2.1 数字显示仪表的分类

2、和特点 20世纪50年代初， 世界上出现了第一台数字显示仪表。 五十多年来， 随着现代科学技术的迅猛发展， 尤其是数字化测量技术、 半导体技术、 大规模集成电路技术、 计算机技术以及数据处理技术在仪表中的应用， 数字显示仪表很快地从电子管式、 晶体管式发展到目前集成电路式和带有微处理器式的数字显示仪表。 数字显示仪表的应用范围也从原来主要在实验室中使用扩展到了几乎一切测量领域。 在工业生产过程中常用的数字显示仪表有数字式温度计、 压力计、 流量计、 电子秤、 万能信号测量仪等。 2.1.1 数字显示仪表的分类 所谓数字显示仪表， 是指直接以数字形式显示被测量量值大小的仪表。 数字显示仪表的分类

3、方法很多， 常见的有以下几种： (1) 按照显示位数， 可以分为位、位、位、 位数字显示仪表等。显示位数中的整数部分表示低位上能够显示09之间任何数码的位数， 分数部分的表示最高位只能够显示0或1， 分数部分的表示最高位只能够显示03。(2) 按照采样速率， 可以分为低速型、 中速型和高速型数字显示仪表。 低速型数字显示仪表的采样速率为零点几次每秒到几次每秒； 中速型的为十几次每秒到几百次每秒； 高速型的为几千次每秒以上。 (3) 按照输入信号的形式， 可以分为电压型和频率型数字显示仪表。 前者的输入信号为电压或电流等形式的信号； 后者的输入信号为频率、 脉冲或开关等形式的信号。 (4) 按照

4、输入信号的点数， 可以分为单点式和多点式数字显示仪表。 (5) 按照电路中的主要元器件， 可以分为电子管式、 晶体管式、 集成电路式和带微处理器式数字显示仪表等。 (6) 按照显示器件， 可以分为利用辉光管、 荧光管、 液晶、 发光二极管、 等离子体等显示器进行显示的数字显示仪表等。 (7) 按照仪表的功能， 可以分为显示型、 显示报警型、 显示调节型和巡回检测型数字显示仪表等。 (8) 按照是否具有智能， 可以分为常规和智能数字显示仪表。 2.1.2 数字显示仪表的特点 数字显示仪表中由于没有磁电偏转机构、 伺服电动机等机械部分， 并且以数字形式直接显示测量结果， 因此使得它具有了模拟显示仪

5、表无法比拟的许多优点。 其主要特点如下： (1) 准确度高。 一般通用的数字显示仪表要达到0.05%的准确度是比较容易的。 高准确度的数字显示仪表的准确度可达106数量级。 而模拟显示仪表要达到0.1%的准确度也是困难的。 (2) 分辨力高。 例如数字电压表的分辨力一般为10 V或1 V， 有的可达0.1 V。 (3) 无主观读数误差。 数字显示仪表以数字形式显示测量结果， 读数清晰、 客观。随着发光二极管、 液晶和等离子体等新型显示器件的应用， 读数视角更加宽广， 色彩更加柔和， 大大减轻了观察者的疲劳。 (4) 测量速度快。 数字显示仪表的测量速度一般由A/D转换器决定。 根据A/D转换器

6、工作原理的不同， 数字显示仪表的测量速度可以达到数次每秒至数十万次每秒。 因此， 数字显示仪表可以对变化极快的被测参数进行测量。 这是模拟显示仪表无法实现的。 (5) 能够以数字形式输出结果。 该特点使得数字显示仪表能够方便地与计算机联机，为测量结果的数据处理提供了良好的条件。 同时， 用数字量来传输信息， 可以使传输距离不受限制。 (6) 线路简单， 可靠性好， 耐震性强。 数字显示仪表普遍采用中、 大规模集成电路， 简化了测量线路， 提高了可靠性。 并且它没有磁电偏转机构、 伺服电动机等机械部分， 也提高了可靠性和耐震性。 (7) 制造、 调试和维修简单。 数字显示仪表采用模块化设计方法，

7、 尽管品种繁多，但都是采用为数不多的、 功能分离的模块化电路组合而成， 因此有利于制造、 调试和维修。 2.2 数字显示仪表的构成及主要技术指标 数字显示仪表尽管品种繁多， 结构各不相同， 但基本组成相似。 在技术指标上，数字显示仪表除了有准确度、 分辨力等模拟显示仪表也有的技术指标之外， 还有采样速率、 显示位数等特有的技术指标。 2.2.1 数字显示仪表的构成 数字显示仪表的基本构成如图2-1所示。 在工业过程参数的测量中， 被测信号通过各种传感器或变送器转换后， 几乎都是随时间连续变化的模拟信号。 因此， 在数字显示仪表中， 必须要有一个能将模拟信号转换为数字信号的环节， 该环节就称为A

8、/D转换器， 它是数字显示仪表的核心。 以它为核心， 可以将数字显示仪表分为模拟和数字两大组成部分。 图2-1 数字显示仪表的基本构成数字显示仪表的模拟部分一般设有滤波器、 前置放大器和模拟切换开关等环节。 来自于传感器或变送器的电信号一般都比较微弱， 并且包含着在传输过程中受到的各种干扰成分。因此， 在将其转换成数字信号之前， 首先要进行滤波和放大。 如果要对多路信号进行显示， 通常还需要模拟切换开关。 数字显示仪表的数字部分一般由计数器、 译码器、 时钟脉冲发生器、 显示驱动以及逻辑控制电路等组成。 被放大的模拟信号由A/D转换器转换成相应的数字信号后， 经译码和驱动，送到显示器件中进行数

9、字显示， 也可以送到打印和报警系统中去， 进行打印和报警。 在需要的时候， 还可以将测量结果以数字形式输出， 供计算机数据处理用。在数字显示仪表中， 逻辑控制电路起着协调仪表各部分正常工作的作用， 它是不可缺少的环节之一。 随着集成电路技术和微型计算机技术的迅速发展和不断成熟， 以微处理器代替常规数字显示仪表中的逻辑控制电路， 使得仪表的测量过程可以由软件进行程序控制。微处理器在数字显示仪表中的应用， 强有力地推动了数字显示仪表测量的自动化和多功能化， 实现了测量结果的数据转换和误差校正， 从而提高了仪表的测量准确度。 另外， 工作电源和高稳定度的基准电源也是数字显示仪表的重要组成部分。 除了

10、以上各环节外， 对于工业自动化用的数字显示仪表来说， 往往还需要加上标度变换和线性化器这两个环节。 标度变换的作用是将仪表显示的数字量与被测物理量统一起来； 线性化器的作用是消除或减小各部分的非线性对测量结果的影响， 使输出的数字量与被测参数之间保持良好的线性关系。 这两个环节的功能既可以在模拟部分实现， 也可以在数字部分实现， 在微机化仪表中， 还可以利用软件实现， 故在图2-1中用虚线表示。 2.2.2 数字显示仪表的主要技术指标 在工业过程参数的测量中， 由于被测物理量种类的多样性， 因此使得数字显示仪表的品种相当繁多。 不同品种的仪表， 技术指标不完全相同， 在这里只介绍一些常见的、

11、主要的技术指标。 (1) 准确度。 准确度是测量仪表最重要的技术指标之一， 它是用误差来表示的。 目前国内外数字显示仪表准确度的常见表示方法为=a%读数值b%仪表量程(2-1)或=a%读数值n个字(2-2)式中， 为数字显示仪表测量值的绝对误差； a为误差的相对项系数； b为误差的固定项系数； “n个字”为仪表末位数的单位值的n倍。 可见， 数字显示仪表的误差由两部分组成： 一部分是与被测量大小有关的相对项，用相对项系数a表示， 它是由仪表中基准电源、 前置放大器放大倍数的不稳定性以及各种非线性因素等造成的； 另一部分是与被测量无关的固定项， 用固定项系数b(或n个字)表示， 它是由放大器的零

12、点漂移、 热噪声以及A/D转换器的量化误差等引起的。 (2) 分辨力和分辨率。 数字显示仪表的分辨力是指其末位改变1个字时所代表的输入量， 它表明仪表能够显示的被测参数的最小变化量。 分辨率则是指分辨力相对于仪表量程的百分数， 也常用显示位数来表示。 (3) 输入阻抗。 输入阻抗是指在工作状态下， 呈现在数字显示仪表两输入端间的等效阻抗。 为了减小数字显示仪表对传感器或变送器的负载效应， 其输入阻抗应尽量大。 通常是在前置放大器中采用深度负反馈来提高输入阻抗， 目前一般可以达到10 M以上。 (4) 干扰抑制系数。 由于工业生产现场的环境条件相当恶劣， 存在着各种各样的干扰，这都会对测量结果造

13、成影响。 因此， 数字显示仪表如果想达到所期望的测量精度和分辨力， 就必须具备比模拟显示仪表高得多的抗干扰能力， 这通常由干扰抑制系数来表征， 其值越大，仪表的抗干扰能力就越强。 根据干扰作用在仪表输入端之形式的不同， 可以分为串模干扰和共模干扰， 故也有串模干扰抑制比(SMRR)和共模干扰抑制比(CMRR)之分。 数字显示仪表的SMRR一般可以达到4060 dB， 而CMRR一般可以达到100120 dB。 (5) 显示位数。 数字显示仪表的显示位数决定了其分辨率的高低， 显示位数越多，分辨率就越高。 例如， 位数字显示仪表的最大读数为1999， 其分辨率为0.05%， 而位数字显示仪表的分

14、辨率为0.005%。 (6) 采样速率。 采样速率是指在单位时间内， 以规定的准确度， 最多能够完成的测量次数。 采样速率主要由A/D转换器的转换速度决定， 而A/D转换器的转换速度与其转换原理有关。 对于缓慢变化的信号来说， 允许采样速率较低， 但是， 如果测量点数增多或信号变化速度较快， 则必须相应地提高采样速率。 除了上述技术指标外， 还有供电电源、 功耗、 超载能力与性能价格比等技术指标。2.3 信号的采样与量化过程 数字显示仪表显示或输出的是数字信号， 这是一种在时间和幅度上都离散化的信号。当数字显示仪表的输入信号为连续的时间函数即模拟信号时， 必须由A/D转换器通过采样与量化这两个

15、基本过程将其转换成数字信号。 2.3.1 信号的采样与采样定理 所谓采样， 就是把连续的时间函数x(t)， 用它在一系列时刻点上的函数值来表示，即对x(t)在时间轴上进行离散化。 对模拟信号的采样是通过采样器实现的。 采样过程如图2-2所示。 图2-2(a)所示为采样器， 其输入为图2-2(b)所示的连续时间函数x(t)； 控制信号为图2-2(c)所示的周期为T、 采样角频率为s2/T、 采样时间为的矩形脉冲信号T(t)。 可以将采样器看做一个开关， 当控制信号为高电平时开关闭合， 采样器的输出y(t)x(t)； 当控制信号为低电平时开关断开， y(t)0。 因此， y(t)的波形如图2-2(

16、d)所示。图2-2 采样过程(a) 采样器； (b) 输入信号； (c) 控制信号； (d) 输出信号； (e) 理想输出信号理想情况下0， 从而可以认为采样器的输出信号是一个非常窄的脉冲序列， 其包络线与输入信号相吻合， 如图2-2(e)所示。 亦即可以将控制信号T(t)看做周期为T的单位脉冲序列， 即(2-3)而将输出信号看做是输入信号与控制信号的乘积， 即(2-4)将y(t)与x(t)进行比较可以看出， 当x(t)随时间变化很快， 而采样周期T较长时， 在采样过程中某些信息就有可能丢失。 为了不丢失信息， 采样周期必须足够短， 或者说采样频率必须足够高。 下面推导采样频率应该满足什么样的

17、条件， 才不至于丢失信息。 由于控制信号T(t)为周期函数， 故可以将其展开成傅氏(傅里叶)级数的形式， 即(2-5)式中, Cm为傅氏系数， 其表达式为(2-6)把式(2-3)代入式(2-6)， 并考虑到脉冲函数的性质， 得(2-)所以， 由式(2-4)得(2-8)假设x(t)的傅氏变换为X(j)， 则可以根据傅氏变换的频域平移定理， 得y(t)的傅氏变换为(2-9)式(2-9)表明， 若x(t)的频谱为图2-3(a)所示的有限带宽(最高角频率为c)的连续谱信号， 则y(t)的频谱是x(t)的频谱在ms(m0， 1， 2， )处的无限次重复，只不过每次重复时幅度皆为原来的1/T。 当s2c时

18、， 如图2-3(b)和图2-3(c)所示， 各重复谱之间不产生重叠， 利用截止角频率为c的理想低通滤波器对采样器的输出进行滤波， 可以得到原始信号的频谱， 也就能恢复原始信号。 当s2c时， 如图2-3(d)所示， 各重复谱之间产生重叠， 无法得到原始信号的频谱， 也就无法恢复原始信号。图2-3 采样器输入信号x(t)和输出信号y(t)的频谱(a) x(t)的频谱； (b) s2c时y(t)的频谱； (c) s=2c时y(t)的频谱； (d) s1)， 实际上它也就是仪表的分辨力， 即能够测出的被测量Xm的最小增量。 此时量化误差落在Xm/(2Nm)， Xm/(2Nm)的范围之内， 极限值为X

19、m/(2Nm)。 量化误差是数字显示仪表的误差中的固定项(b项)的一部分，与被测量的大小无关。在设计数字显示仪表时，一般取(2-14)较为适宜。 例如， 设计数字显示仪表时, 若期望b0.01， 则应该满足(2-15)由此得Nm应该满足(2-16)即必须取10 000个以上的数码作为仪表满量程读数才是合理的。 为此， 其A/D转换器至少应该为14位二进制A/D转换器。 2.4 双积分型A/D转换器 双积分型A/D转换器以其转换精度高、 灵敏度高、 干扰抑制能力强、 造价低等突出优点而被广泛应用于各类数字显示仪表和低速数据采集系统中。 它的缺点是转换速度较低， 通常低于30次/s。 这类A/D转

20、换器的输出数据常以BCD码或数码管七段码格式给出， 以便与数字显示器件接口。 2.4.1 双积分型A/D转换器的工作原理 双积分型A/D转换电路首先要能够将模拟输入电压转换为数字量输出。 其次， 为了满足对双极性输入电压进行A/D转换的需要， 还必须能够进行自动极性转换。 1. A/D转换原理 典型的双积分型A/D转换电路的基本组成如图2-5所示。 它的每一次转换通常可以分为正向积分、 反向积分和清零准备三个工作阶段。 图2-5 双积分型A/D转换电路的基本组成1) 正向积分阶段 通常， 在进入此阶段之前， 积分电容上的电荷已经被清零， 计数器也已经被清零。假设正向积分阶段从t0时刻开始， 则

21、在此时刻逻辑控制电路让模拟开关S1导通， S2、 S3和S4断开， 同时打开控制门， 让时钟脉冲通过， 从而使计数器开始对时钟脉冲计数， 一直到计数器累计的脉冲数达到N1为止。 假设时钟脉冲的周期为Tcp， 则正向积分阶段所经历的时间为T1N1Tcp。 在此期间， 输入电压Ui经缓冲放大器后加在积分电阻R上， 如果运放的特性理性， 则流过R的电流为IUi/R， 并且此电流全部流进积分电容C。 如果在此期间Ui不变， 则C上的电压从零开始线性变化，从而使积分器的输出电压也从零开始线性变化。 若Ui0， 则积分器的输出电压从零开始线性减小； 若Ui0， 则从零开始线性增加， 如图2-6所示。 而且

22、， Ui不同时， 积分器输出电压的变化速率也不同， 如图2-6中的直线和直线所示。图2-6 积分器的输出电压波形(a) Ui0时的输出电压波形； (b) Ui0时的波形如图2-8(b)所示。 图2-8 利用更换积分器输入电路的自动极性转换电路及其积分器输出电压的波形(a) 自动极性转换电路； (b) Ui0时的波形； (c) Ui0时的波形(2) 当输入电压Ui0时。 正向积分阶段， 让S3和S5导通， S1、 S2和S4断开， Ui输入到电压跟随器同相输入端。 与上面相同的是， UC与积分器的输出电压都是逐渐增加的； 与上面不同的是， 积分器的输出电压没有了跳变。 反向积分阶段， 让S1和S

23、5导通， S2、 S3和S4断开， UC与积分器的输出电压都是线性减小的， 积分器的输出电压同样没有了跳变。 Ui0时的波形如图2-8(c)所示。 2.4.2 双积分型A/D转换器的特性与参数选择 双积分型A/D转换器的一个重要特性是， 其组成电路中需要的精密元件数量很少。 在推导式(2-20)的过程中可知， 无论是积分电阻R， 还是积分电容C， 抑或是时钟周期Tcp，都被约掉了， 最终结果与它们无关。 这就是说， 只要在一次转换的正向积分阶段和反向积分阶段这么短的时间内， 它们没有变化， 就不会影响测量结果。虽然双积分型A/D转换器的转换时间比较长， 但是， 即使转换时间达到1 s或更长一些

24、， 要做到这一点都不困难。 即便采用最普通的金属膜电阻和涤纶电容等元件， 都可以实现0.01%0.1%的转换精度。 至于电路中运放和电压比较器的失调与漂移的影响， 通常可以采用电容器记忆动态校零电压或者寄存器记忆动态校零数值的补充办法， 将它们抑制到很低的程度。 双积分型A/D转换器的另一个重要特性是， 它具有很强的抑制对称交流干扰和尖峰脉冲干扰的能力。 根据式(2-20)可知， 即使在正向积分阶段存在着瞬时峰值很大的尖峰脉冲干扰， 只要其平均值很小， 对输出的影响也是很小的。 至于对称交流干扰， 只要正向积分时间T1是干扰信号周期的整数倍， 它对输出就没有影响， 详细分析参见2.9.2中的内

25、容。 由于最严重的对称交流干扰通常是工频干扰， 而我国工频电的频率为50 Hz， 周期为20 ms， 因此， 取T120 ms， 40 ms， 60 ms， 为宜。 对于集成化的双积分型A/D转换器来说， 积分电阻R与积分电容C往往都是外接元件，其数值需要根据具体工作条件计算确定。 导出计算公式的原则是充分利用积分器的线性范围，即在输入信号的绝对值取最大值Umax时， 使积分器的输出达到运放可以利用的线性区的上限值Um。 例如， 对于具有如图2-6所示特性的双积分型A/D转换器， 应满足下面关系：(2-21)而对于具有如图2-8(b)和图2-8(c)所示特性的双积分型A/D转换器， 应满足下面

26、关系： (2-22)2.4.3 集成化双积分型A/D转换器 目前， 已经有许多型号的单片集成化位的双积分型A/D转换器投入大批量生产， 可供组成各类数字显示仪表及低速数据采集系统。 它们具有性价比高、 外接元件数量少、 使用方便等特点。 下面首先介绍一些型号的常用集成化双积分型A/D转换器， 然后以ICL7135为例， 较深入地探讨一下其内部电路的结构特点和自动校零技术。 1. 常用集成化双积分型A/D转换器 单片集成化双积分型A/D转换器的型号很多， 常用的有如下一些： (1) ICL7106/7107/7126。 这是一族位单片CMOS集成化双积分型A/D转换器。 其输出方式为静态数码管七

27、段码， 可以直接驱动LCD或LED数码管显示器， 很适合于组成各类板式和袖珍式数字显示仪表。 能够自动转换极性， 只要求单基准电压源。 满量程输入电压为2000200 mV。 芯片内采取了模拟自动校零措施， 可以保证长期零点稳定。 同类产品还有TSC7106/7107/7126、 CH7106、 DG7126等。(2) MC14433。 这也是一种位单片CMOS集成化双积分型A/D转换器。 其输出方式为BCD码动态扫描输出， 既可以用于组成数字显示仪表， 也可以很方便地与微机系统接口。 芯片内采取了模拟与数字自动校零措施， 可以保证长期零点稳定。 同样能够自动转换极性，只要求单基准电压源。 满

28、量程输入电压可以设计为2000200 mV， 也可以设计为202 V。 同类产品还有5G14433等。 (3) ICL7109。 其基本电路与性能类似于ICL7106系列。 它的输出数据改为12位二进制码加符号位和过量程标志位， 且具有三态输出特性， 可以很方便地与微机系统接口。 内部设有基准电压源， 提供稳定的2.8 V电压(可以通过外接电位器调整到要求值)。 最高转换速率为30次/s。 (4) ICL7135。 它是一种位BCD码动态扫描输出的单片集成化双积分型A/D转换器。满量程输入电压为202 V， 自动极性转换， 单基准电压源， 自动校零。 同类产品还有5G7135等。 (5) AD

29、7550/7552/7555。 这一系列的A/D转换器以四斜积分(双积分的改进)工作原理为基础。 其中AD7550以13位二进制补码方式输出， AD7552以12位二进制码加符号位方式输出， 这两种型号适合于与计算机系统接口。 2. ICL7135内部电路组成结构及自动校零技术 ICL7135单片集成化双积分型A/D转换器是在单极性基准电压供给之下， 对双极性输入模拟电压进行A/D转换的， 并可以输出极性判别信号。 它采用了自动校零技术， 所以零点温漂小于2 V/。 模拟输入可以是差动信号， 输入电阻极高， 输入端漏电流小于10 pA。 这些都是因为它在电路设计上采取了许多与以往相比更为先进的

30、技术措施。1) ICL7135模拟部分电路结构及自动校零技术 ICL7135模拟部分的电路结构如图2-9所示， 其中， 基准电容CR、 积分电阻R、 积分电容C和自动校零电容CAZ都是外接元件， 单极性的基准电压UR需外加。在逻辑控制电路的控制下， 由12个模拟开关(4个SAZ、 2个SINT、 2个SDE+、 2个SDE、 1个S和1个SZI)的导通或截止状态的组合， 把一次A/D转换细分为四个阶段： 自动校零阶段(AZ)、 正向积分阶段(INT)、反向积分阶段(DE)和积分器回零阶段(ZI)。图2-9 ICL7135模拟部分电路结构(1) 自动校零阶段。 在此阶段， SAZ和S导通， 其余

31、模拟开关断开， 模拟部分的等效电路如图2-10所示。 图2-10中， U1、 U2和U3分别为此阶段内三个运放A1、 A2和A3之失调与漂移的综合误差电压。 CAZ和C上存储了这些误差电压的补偿电压， 为UC2=U2U1(2-23)UC3=UC2U3(2-24)这两个电压将在后面的工作阶段中起到抵消运放失调与漂移之影响的作用。 自动校零的实质就是这种补偿作用。 图2-10 自动校零阶段等效电路自动校零阶段的另一项任务是在CR上存储基准电压， 即UC1UR， 以备后面的反向积分阶段使用。 外部提供的基准电压虽然是单极性的， 但是存储到CR上之后， 靠着图2-9 中的桥形接法换向模拟开关的控制，

32、可以得到两种极性的基准电压。 在反向积分阶段， 要求CR上存储的电压尽量不变， 这也就要求CR应当选用高质量的电容器， 同时也要求内部的缓冲器有极高的输入阻抗， 以便使因漏电而造成的CR上电压的衰减尽可能小。(2) 正向积分阶段。 在此阶段， SINT导通， 其余模拟开关断开， 模拟部分的等效电路如图2-11所示， 其中， U 1、 U2和U3 分别为此阶段内三个运放之失调与漂移的综合误差电压。 考虑到C上电压将从初始值UC3(即自动校零阶段存储的补偿电压)开始变化， 所以图2-11中用一个值为UC3的电压源与一个初始电荷为零的电容相串联的形式表示， 这样， UC的初始值为零。 该电路的特点是

33、接受浮空的差动输入模拟电压， 并具有极高的共模抑制能力。 若输入模拟电压的Ui端电位允许任意， 也可以将Ui端接模拟地AGND。 图2-11 正向积分阶段等效电路根据图2-11和式(2-23)可得此阶段加在积分电阻上的电压为(2-25)根据图2-11和式(2-24)可得， 到此阶段结束时刻加在比较器两输入端的电压为(2-26)显然， 若满足U1U1、 U2U2和U3U3， 则积分电流及比较器的工作不受运放失调与漂移的影响。 事实上， 由于转换周期一般不会超过秒的量级， 因此很容易满足这些条件。 在上面推导中还使用了一个隐含条件， 即自动校零阶段存储到CAZ和C上的误差补偿电压不随时间改变。 这

34、也就要求运放和比较器的输入阻抗很高， 同时这两个电容的漏电很小。 对于CMOS集成电路来说， 前者很容易满足。 为了满足后者， 应选用高质量的电容器。 (3) 反向积分阶段。 在此阶段， S和SDE+或S和SDE导通， 其余模拟开关断开， 模拟部分的等效电路如图2-12所示。 同样考虑到C上电压的变化， 图2-12中用一个值为UC3的电压源与一个电容相串联的形式表示。 但是， 与正向积分阶段不同的是， 此时UC的初始值不为0， 而是正向积分阶段结束时刻C上因正常充电而积累的电压(即不包括补偿电压UC3)。 类似于推导式(2-25)和式(2-26)， 也可以证明此阶段积分电流及比较器的工作不受运

35、放失调与漂移的影响， 只要后者随时间不是变化很快。 图2-12 反向积分阶段等效电路(a) S和SDE导通; (b) S和SDE+导通(4) 积分器回零阶段。 在此阶段， S和SZI导通， 其余模拟开关断开， 模拟部分的等效电路如图2-13所示。 A1、 A2和A3形成了一个大闭环深度负反馈回路， 以便使积分电容迅速放电清零。 正常工作时可以不设置此阶段， 因为反向积分阶段结束时， 积分电容已经被清零。 但是， 当输入信号超量程时， 逻辑控制电路会迫使反向积分阶段在计数器的输出为20 001时立刻结束， 而此时积分电容还未被完全清零。 所以设置了此阶段， 以确保积分电容被完全清零。 图2-13

36、 积分器回零阶段等效电路2) ICL7135数字部分电路结构 ICL7135数字部分的电路结构如图2-14所示。 就其功能来说， 与前面讨论的双积分型A/D转换逻辑控制系统相对应， 并没有多大区别。 其中主要的功能包括： 判别反向积分阶段比较器跳变的过零检测， 自动极性判别， 各模拟开关的定时逻辑控制， 锁存信号等。 为了减少引出线的数量， ICL7135采用动态扫描BCD码输出的方式， 即万、 千、 百、 十、 个位的BCD码轮流出现在B8、 B4、 B2和B1端， 并在D5D1端上轮流出现字位选通脉冲。这就要求电路中增设一组数字多路选通开关， 让各对应字位锁存器的输出数据分时选通到B8、

37、B4、 B2和B1端，并将五路分配器的输出作为字位同步信号D5D1。 另外， 电路还设置了一些辅助功能逻辑电路， 如过量程与欠量程判别电路、 串行字位同步脉冲形成电路、 启/停控制电路等， 使A/D转换器能够满足更实用的要求， 以便简化外部电路设计。图2-14 ICL7135数字部分电路结构3. ICL7135的引脚功能 ICL7135单片集成化双积分型A/D转换器采用28脚双列直插式封装， 其引脚排列如图2-15所示。 在此仅对其部分引脚的功能作简要介绍。 图2-15 ICL7135的引脚排列ICL7135采用5 V和5 V双电源， 极限值为6 V和6 V， 分别接U+端和U端。 电源的公共

38、端接至数字地DGND。 让所有模拟信号地与模拟地AGND连接， 最后用一根导线与DGND连接。 基准电压一般为1 V， 正端接UR， 负端接AGND。 基准电容CR一般为1 F。 差动输入模拟信号Ui+和Ui分别接INLO和INHI。 积分电容、 积分电阻和自动校零电容的接法参考图2-9。 系统所需要的时钟信号从CLK端接入。 若正向积分时间T1选为80 ms，由于ICL7135的N110 000，则可得时钟频率为(2-27)而不是产品手册上的120 kHz， 因为我国工频电的频率为50 Hz。 ICL7135还设置了过量程信号输出端OR和欠量程信号输出端UR， 可以用来方便地组成自动量程控制

39、电路， 使数字显示仪表的自动化程度更高。 2.5 工业参数的线性化显示 在工业参数的测量过程中， 通常都需要将测量结果显示出来。 一般来说， 希望显示仪表的输出结果与被测参数之间呈线性关系， 即仪表的刻度盘是均匀的， 这样不仅有利于减小读数误差(估读误差)， 也有利于处理和分析测量结果。 因为， 在整个测量范围内灵敏度为常数会对仪表的制造、 调校及使用带来极大的便利。然而， 在利用传感器将各种物理量变换成电量的过程中， 许多传感器的输出与被测物理量之间都存在着不同程度的非线性关系。 例如测量温度用的铂电阻， 其阻值RT与被测温度T之间的关系在050范围内为 RT=R0(1+AT+BT2) (2

40、-28)而在2000范围内为 RT=R01+AT+BT2+C(T100)T3 (2-29)式中, R0、 RT分别为0时和T时铂电阻的阻值； A、 B、 C为温度系数。 显然， 铂电阻的阻值与被测温度之间的关系是非线性的。 其它诸如热电偶产生的热电势与被测温度之间的关系， 差压变送器的输出差压p与被测流量Q之间的关系等， 都不是线性关系。 对于这些非线性问题， 在模拟显示仪表的设计中也同样存在。 但是， 在模拟显示仪表中， 可以通过仪表标尺的非线性刻度来解决， 以便直接读出被测参数的数值。 而在数字显示仪表中， 常用的二进制或二十进制数码本身是线性变化的。 这样， 如何处理信号转换中出现的非线

41、性问题就突出表现出来了， 若不能很好地解决， 数字显示仪表的准确度将无法得到保证。 因此， 所谓数字显示仪表的线性化, 就是指在把非线性输入信号转换为线性化的数字显示过程中所采取的各种补偿措施。 这些补偿措施既可能是硬件的， 也可能是软件的， 统称为线性化器。 若想利用线性化器对数字显示仪表进行非线性补偿， 则需要解决下面两个关键问题： (1) 如何根据已知的传感器非线性特性， 求取实现非线性补偿所需要的线性化器的非线性特性。 求取线性化器的非线性特性时， 主要有解析法和图解法等方法。 (2) 如何根据所求得的线性化器的非线性特性， 设计非线性补偿电路或软件， 实现对传感器非线性特性的补偿。

42、对非线性曲线的处理一般采用折线逼近法。 2.5.1 线性化器的求取方法 根据线性化器与其它环节的关系， 可以分为三种补偿方式， 即开环补偿方式、 反馈补偿方式和增益控制补偿方式。 求取线性化器的非线性特性时， 首先需要搞清楚线性化器与其它环节的关系， 然后按照下面所述， 利用解析法或图解法， 得到所需的线性化器特性。 1. 开环补偿方式 开环补偿方式具有结构简单， 调整容易的特点， 但是补偿效果较差。 采用开环补偿方式的数字显示仪表结构框图如图2-16所示， 其中的数字电路可能包含微处理器， 也可能不包含。 图2-16中， 线性化器的位置放在了A/D转换之前， 事实上也可以利用非线性A/D转换

43、实现非线性补偿， 即A/D转换既是A/D转换器， 又是线性化器。 线性化器还可以放在数字电路部分， 这到后面再详细讨论。 图2-16 采用开环补偿方式的数字显示仪表结构框图针对图2-16所示的情况， 假设A/D转换及以后各环节的特性都是线性的， 求线性化器的特性时可以不考虑它们的影响。 再假设放大器的特性是线性的， 这是因为， 只要对其放大倍数的要求不是很大， 用普通的运放， 加上负反馈环节， 就很容易实现所要求的放大倍数和线性。 尽管放大器将u1放大为u2是线性变换， 但u2与x之间的关系是非线性的， 这是因为传感器将被测量x变换成电量u1是非线性变换。 现在的任务是求取线性化器应该具备什么

44、样的特性， 才能够使线性化器的输出uo与x之间为线性关系。1) 解析法 假设图2-16中传感器与放大器的特性及所要求的uo与x关系的解析表达式分别为u1=f1(x)(2-30)u2=a+Ku1(2-31)uo=b+Sx(2-32)式中, K、 S、 a、 b均为已知常数； f1函数的形式为已知。将式(2-30)式(2-32)联立求解， 消去中间变量x和u1， 可得线性化器特性的解析表达式为(2-33)2) 图解法 对于结构如图2-16所示的数字显示仪表， 图解法求解线性化器特性的方法如图2-17 所示， 求解步骤如下： (1) 假设传感器的非线性特性曲线u1f1(x)过原点， 将其画在直角坐标

45、系的第象限， x为横坐标， u1为纵坐标。 (2) 假设式(2-31)中a0， 将放大器的特性曲线u2Ku1画在第象限， u1为纵坐标， u2为横坐标。 (3) 假设式(2-32)中b0， 将所要求的uo与x之关系的特性曲线uoSx画在第象限， x为横坐标， uo为纵坐标。 (4) 用点1， 2， ， n将x轴分为n段， 段数由精度要求决定， 每段长度不必相等， 在曲线u1f1(x)变化缓慢处可以较长， 反之应该较短。 过点1作垂线， 与曲线u1f1(x)相交于点1(1)， 与直线uoSx相交于点1(4)。 过点1(1)作水平线， 与直线u2Ku1相交于点1(2)。过点1(2)作垂线， 过点1

46、(4)作水平线， 这两条线在第象限相交于点1(3)， 则点1(3)就是所求线性化器特性曲线上的一点。 同理， 按照上述步骤可以求得线性化器特性曲线上的点2(3)， 3(3)， ， n(3)。 用光滑曲线将原点以及点1(3)， 2(3)， ， n(3)连接， 即得线性化器的特性曲线uof2(u2)。 图2-17 开环补偿方式线性化器非线性特性的求取方法3) 标定法 对于采用开环补偿方式的数字显示仪表， 求取线性化器的特性时， 除了可以使用上面所述的两种方法之外， 还可以使用标定法。 这种方法将线性化器之前的各部分(统称为被补偿环节)看做一个黑匣子， 不考虑各部分之间的组成关系， 也不考虑各部分的

47、具体特性， 而是通过将一系列已知被测量作为被补偿环节的输入， 记录被补偿环节的对应输出， 从而得到表征被补偿环节输出输入关系的表格或曲线。 将输入与输出对换， 即为线性化器的特性。与解析法和图解法相比， 该方法可以获得较高的精度。 2. 反馈补偿方式 反馈补偿方式的特点是， 电路工作在闭环负反馈状态， 稳定性比较好， 但是调整比较复杂。 采用反馈补偿方式的数字显示仪表结构框图如图2-18所示， 其中的非线性反馈环节即为线性化器。 对于采用反馈补偿方式的数字显示仪表， 线性化器的输入信号一般为来自于放大器输出端的模拟信号， 这样实现起来比较容易。 线性化器的输入信号也可以为来自于A/D转换之后的

48、数字信号， 但需要用D/A转换器再转换为模拟信号， 所以实现起来比较困难。图2-18 采用反馈补偿方式的数字显示仪表结构框图但是，由于这时候的反馈环更大， 因此补偿效果更好， 不仅可以补偿传感器的非线性， 还可以补偿反馈环内各环节的非线性。 目前又兴起了一种称为“反馈测量技术”的新的测量方法， 它利用能够将输入电量转换为非电量输出的“逆传感器”， 将通常意义上的传感器也包含到反馈环里面。 这种方法在一些领域获得了很好的效果， 可以参考有关文献。 针对图2-18所示的情况， 同样假设A/D转换及以后各环节的特性都是线性的。 由于放大器处在反馈环里面， 只要其开环放大倍数A0足够大， 其线性的好坏

49、对仪表整体特性的影响就很小， 但是为了分析方便， 这里认为其特性也是线性的， 并且A0， 能够保证正常工作时uu1。 况且， 现代集成电路制造技术也很容易满足A0的要求。 现在的任务是求取非线性反馈环节应该具备什么样的特性， 才能够补偿传感器的输出u1与被测量x之间的非线性关系， 使放大器的输出uo与x之间为线性关系。1) 解析法 假设图2-18中传感器与放大器的特性及所要求的uo与x关系的解析表达式分别为u1=f1(x)(2-34)uo=A0u (2-35)uo=Sx (2-36)式中, A0、S均为已知常数； f1函数的形式为已知。 另外， 根据图2-18可以列写补充方程如下： u=u1u

50、f(2-37) 将式(2-34)式(2-37)联立求解， 消去中间变量x、 u1和u， 可得非线性反馈环节特性的解析表达式为(2-38)2) 图解法 对于结构如图2-18所示的数字显示仪表， 图解法求解线性化器特性的方法如图2-19所示， 求解步骤如下： (1) 假设传感器的非线性特性曲线u1f1(x)过原点， 将其画在直角坐标系的第象限， x为横坐标， u1为纵坐标。 (2) 将所要求的uo与x关系的特性曲线uoSx画在第象限， x为横坐标， uo为纵坐标。 (3) 考虑到K足够大， 可以保证uRT、 RR0， 故被测温度为测量范围内的任意值时， 均有(2-59)于是U=IRTIR0=IRT

51、 (2-60)式(2-60)说明了不平衡电桥的电阻电压转换关系， 同时也说明了可以通过改变桥路参数实现模拟量标度变换。 例如， 用Cu50铜电阻测温时， 测量范围为050， 满量程时RT10.7 ， 所用数字显示仪表的分辨力为100 V。 现在希望在满量程时显示50.0， 则必须在满量程时输入一个50.01005.00103 V5.00 mV的电压， 或者说铜电阻的阻值变化10.7 时， 桥路应该产生5.00 mV的电压输出。 于是， 根据式(2-60)可得(2-61)该电流值可以通过适当选取E或R来得到。 2. 电压信号的标度变换 当数字显示仪表以热电偶的热电势作为输入信号时， 若热电势在仪

52、表规定的输入信号范围以内， 则可以将信号直接送入仪表， 而在仪表中通过适当选取前置放大器的放大倍数来实现标度变换。 例如， 国产CX100型数字测温仪， 配用K型热电偶， 满量程显示为1023，此时放大器的输出为4.000 V。 K型热电偶1000时的输出热电势为41.27 mV。 其标度变换就是通过适当选取前置放大器的放大倍数来实现的。 那么， 前置放大器的放大倍数应该为多大呢？ 根据已知条件可以知道， 显示1000时放大器的输出电压应该为10004.000/10233.910 V。 而此时K型热电偶输出的热电势为41.27 mV， 所以前置放大器的放大倍数应该为3.910103/41.27

53、94.74。 也就是说， 只有将前置放大器的放大倍数选取为94.74， 才能够在1000时正好显示1000。 3. 电流信号的标度变换 数字显示仪表与输出信号为电流的传感器配套使用时， 或者与输出信号为标准电流的变送器配套使用时， 可以用简单的电阻网络实现标度变换， 如图2-32所示。 这里是将R2上的电压U作为数字显示仪表的输入信号， 显然(2-62)式中, Ri为数字显示仪表的输入电阻， 未在图2-32中标出。 图2-32 电流信号的标度变换根据式(2-62)可知， 要实现标度变换， 必须适当地选取R2的大小， 使U满足数字显示仪表分辨力的要求。 至于R1的大小， 应该满足对传感器或变送器

54、阻抗匹配的要求， 因为对于传感器或变送器来说， 负载电阻为4. 频率信号的标度变换 数字显示仪表的输入信号为频率信号(例如涡轮流量计的输出)时， 可以采用频率电压转换器， 将频率转换为电压， 适当选取频率电压转换器的参数， 实现标度变换。 事实上， 由于用计数器很容易将频率信号转换为数字信号， 在数字部分用乘系数的方法实现标度变换也很简单， 因此对频率信号的标度变换通常是在数字部分进行的。 2.6.2 数字量标度变换 数字量标度变换若是通过硬件实现的， 则称为硬件数字量标度变换； 若是通过软件实现的， 则称为软件数字量标度变换， 简称软件标度变换。 只有那些包含微处理器的数字显示仪表， 才可以

55、实现软件标度变换。 数字量标度变换可以克服模拟量标度变换精度低、 通用性差的缺点。 特别是软件标度变换， 可以在几乎不增加费用的前提下实现。 1. 硬件数字量标度变换 对于双积分型(或类似原理)A/D转换器， 硬件数字量标度变换可以在A/D之后， 时钟脉冲进入计数器之前， 通过系数运算而实现。 所谓系数运算， 是指将时钟频率乘以一个大于1或小于1的系数。 一般， 将时钟频率乘以一个小于1的系数比较容易实现， 原理如图2-33所示。 图2-33 系数运算原理图(a) 与门电路； (b) 时钟脉冲； (c) 控制脉冲； (d) 输出脉冲根据图2-33(a)所示的与门电路的特性可知， 只有A、 B端

56、的输入信号皆为高电平时， F端的输出信号才为高电平， 否则为低电平。 所以， 若将图2-33(b)所示的时钟脉冲和图2-33(c)所示的控制脉冲分别加到A、 B端， 则F端的输出信号如图2-33(d)所示。 比较图2-33(d)与图2-33(b)可以发现， 每10个时钟脉冲只有8个到达了输出端， 即相当于将时钟频率乘了系数0.8。 如果对应于某测温装置的量程上限1000， 经过双积分型A/D转换后输出1250个脉冲， 则利用这个系数乘法器正好可以实现标度变换。随着集成电路技术的发展， 目前已经研制出了集成化的系数运算器， 其转换精度与速度均大为提高。 2. 软件标度变换 软件标度变换就是通过编

57、写程序， 利用微处理器根据A/D转换后的结果， 按照一定的计算公式求得应该显示的数值。 计算公式如下： (2-64)式中, N为对未知大小的被测量进行测量时的A/D转换结果； Ymax为用被测量表示的量程上限；Ymin为用被测量表示的量程下限； Nmax为对应于Ymax的A/D转换结果； Nmin为对应于Ymin的A/D转换结果； Y为要显示的测量结果。 一般情况下， 在编写程序时， Ymax、 Ymin、 Nmax、 Nmin都是已知的， 因而可把式(2-64)改写成如下形式：Y=aN+b(2-65)式中, a(YmaxYmin)/(NmaxNmin)为比例系数；b(YminNmaxYmax

58、Nmin)/(NmaxNmin)为零点值。 利用式(2-65)进行标度变换时， 只需要进行一次乘法运算和一次加法运算， 且只需要存储a和b这两个参数。 若直接利用式(2-64)进行标度变换， 则需要进行四次加法运算、一次乘法运算和一次除法运算， 并且需要存储Ymax、Ymin、Nmax和Nmin这四个参数， 显然既浪费时间又浪费存储空间。 所以在编写程序时， 应根据Ymax、Ymin、Nmax和Nmin事先计算出a和b， 然后再编写程序。例如， 用集成化温度传感器AD590测量温度， 测量范围为55150。 AD590的输出信号为电流， 电流灵敏度为1 A/K。 将AD590的输出经过一个1

59、k的电阻接地， 转换成电压信号， 电压灵敏度为1 mV/K。 然后利用分辨力为10 V的A/D转换器转换为数字信号。 A/D转换后的数字信号再经过微处理器标度变换， 以为单位进行显示、 打印、 输出到上位机等， 如图2-34所示。 现在要利用软件进行标度变换， 该如何实现呢？图2-34 数字显示温度测量系统根据已知条件可知，Ymax150，Ymin55。 由于电压灵敏度为1 mV/K， 因此对应于Ymax的A/D转换器输入电压为(273.16150)1423.16 mV， 对应于Ymin的为(273.1655)1218.16 mV。 另外， 由于A/D转换器的分辨力为10 V， 因此对应于Ym

60、ax的A/D转换器的输出为Nmax423.16103/1042 316， 对应于Ymin的为Nmin218.16103/1021 816。由此可以求得比例系数为a(15055)/(42 31621 816)0.01， 零点值为b(5542 31615021 816)/(42 31621 816)273.16。 因此， 标度变换公式为Y=0.01N273.16()(2-66) 当被测温度为100时， A/D转换器的输入电压为(273.16100)1373.16 mV， A/D转换器的输出为N373.16103/1037 316， 根据式(2-66)得Y0.0137 316273.16100.00