OLC放大器设计方法资料

1、Good is good, but better carries it.精益求精，善益求善。OLC放大器设计方法TOCo1-3hzuHYPERLINKl_Toc254194212OLC放大器设计方法PAGEREF_Toc254194212h1HYPERLINKl_Toc254194213各级电压增益的分配PAGEREF_Toc254194213h2HYPERLINKl_Toc254194214电源电压的计算PAGEREF_Toc254194214h2HYPERLINKl_Toc254194215下面是互补管T3和T4的选择以及R3,R4,R5的计算PAGEREF_Toc254194215h3H

2、YPERLINKl_Toc2541942161)、T3、T4的选择。PAGEREF_Toc254194216h3HYPERLINKl_Toc2541942172）、R3,R4的确定PAGEREF_Toc254194217h3HYPERLINKl_Toc2541942183）、平衡电阻R5的确定PAGEREF_Toc254194218h3HYPERLINKl_Toc2541942194）、偏置电路的计算PAGEREF_Toc254194219h3HYPERLINKl_Toc2541942204）、推动级的设计PAGEREF_Toc254194220h4HYPERLINKl_Toc25419422

3、15）、输入级电路的设计PAGEREF_Toc254194221h5HYPERLINKl_Toc2541942226）、反馈支路计算PAGEREF_Toc254194222h5HYPERLINKl_Toc254194223音调控制电路的设计PAGEREF_Toc254194223h6HYPERLINKl_Toc254194224信号在低频区PAGEREF_Toc254194224h7HYPERLINKl_Toc2541942252.信号在高频区PAGEREF_Toc254194225h9HYPERLINKl_Toc254194226设计方法PAGEREF_Toc254194226h10HYPE

4、RLINKl_Toc254194227前置级的设计PAGEREF_Toc254194227h11HYPERLINKl_Toc254194228电路选择PAGEREF_Toc254194228h11HYPERLINKl_Toc254194229场效应管共源放大器的设计PAGEREF_Toc254194229h12HYPERLINKl_Toc254194230源极跟随器的设计PAGEREF_Toc254194230h12HYPERLINKl_Toc254194231射极跟随器的设计PAGEREF_Toc254194231h13HYPERLINKl_Toc254194232设计举例PAGEREF_T

5、oc254194232h13HYPERLINKl_Toc254194233OCL功率放大器设计举例PAGEREF_Toc254194233h13OLC放大器设计方法各级电压增益的分配根据额定输出功率P0和负载阻抗RL，求出输出电压V0=SKIPIF10(V0为有效值)。则整机中频电压增益为Avm=V0/Vi=SKIPIF10/Vi由于前置级对输出的噪声电压影响不大，一般增益不宜太高，通常选前置级增益Avm1=510。对音频控制电路无中频增益要求，一般选音频控制电压增益Avm2=1。功率输出级电压增益则可通过控制总增益来确定，若其中频电压增益为Avm3.则要求：Avm1Avm2Avm3AvmOL

6、C功率电路通常可分成功率输出级、推动级（激励级）和输入级3部分。电源电压的计算a)、为了保证电路安全可靠，通常使电路最大输出功率Pom比额定输出功率P0要大一些，一般取Pom=（1.52）P0。放大器的最大输出电压Vom应根据Pom来计算：SKIPIF10因为考虑到管子饱和压降等因素，放大器的最大输出电压Vom总是小于电源电压。令SKIPIF10，则SKIPIF10称为电源电压利用率，一般取值范围为0.60.8，由此可得：SKIPIF12EcICMSKIPIF10.2Pom+I0EC式中，V(BR)CEO为集电极发射级反向击穿电压，B表示反向。单位为V。ICM为集电极最大允许直流电流，C表示集

7、电极，M表示最大。SKIPIF10为Ec/RL壁纸的替代符号。PCM为集电极最大直流耗散功率。一般T1、T2射极电阻R1和R2去R1=R2=（0.050.1）RL；Io为静态电流，一般Io为2030mA.在选管子时，T1,T2尽量对称，大功率管亥应考虑散热器的配置。下面是互补管T3和T4的选择以及R3,R4,R5的计算1)、T3、T4的选择。T3,T4分别与T1,T2复合，其承受的最大反相电压均为2Ec，最大集电极电流时T1,T2的最大集电极电流的1/SKIPIF12EcICMSKIPIF1SKIPIF10式中，Pclmax为SKIPIF10的比值，T3为NPN型，T4为PNP型，并使SKIP

8、IF102）、R3,R4的确定已知T1,T2的输入电阻为ril=rbe1+(1+SKIPIF101)R1,ri2=rbe2+(1+SKIPIF102)R2,大功率管的rbe1、rbe2一般为10欧姆左右，并且，要让T3的射极电流大部分注入T1的基极。则R3=（510）ril=R43）、平衡电阻R5的确定已知T3,T4分别为NPN和PNP型，电路接法不同，所以两管的输入阻抗不相等，这会使加在两管基极的输入信号不对称，为了让T3,T4基极的输入信号对称，需要加平衡电阻R5以保证复合管输入电阻相等，因此，R5应满足R5=R3/ril。4）、偏置电路的计算已知SKIPIF10VB4=VBE3+VBE1

9、+|VBE4|设VBE3=VBE1=|VBE4|=0.7V可得VB3-VB42.1V又因为VCE9=VB3-VB4VBE9SKIPIF10设VBE9=0.7V,则SKIPIF10=3可得R8=2R9为了保证T9基极电压的稳定，取IR8=（510）ICQ9/SKIPIF10。若忽略IR8和Ib3的分流作用，则ICQ9ICQ5（ICQ5的计算见下面推动级的设计），故有SKIPIF10,SKIPIF10为了调节偏置电压的数值，R8可改用一固定电阻与可调电阻并联，使其并联值等于R8。因为T9对最大电流和耐压要求不高，可选用普通3DG型管。4）、推动级的设计a)、ICQ5的确定推动级为一甲类小信号放大器

10、，为了保证信号不失真，要求：ICQ5SKIPIF10一般取ICQ5（210mA，则SKIPIF10b)、R6和R7的计算因为T9的偏置电路输出电阻很小，T5的直流负载主要是R6+R7（R7为直流负载，R6为该电路的有效负载），并且VB4-0.7V,由此可得R6+R7=SKIPIF1R720RL确定R7后就可以确定R6.c)、自举电容C1的确定自举电容的取值依据是：在SKIPIF10下，其容抗XC1R7。一般取SKIPIF1VCE5max=2EcPCMEc*ICQ5一般取PCM=5Ec*ICQ55）、输入级电路的设计a)、差分管工作电流的确定输入级为一差分放大器，差分管T6，T7的集电极电流若太

11、大，会增加管耗，并使失调电压和漂移增大；若太小又会降低电路的开环增益。一般选取IC6=IC7(0.52)mA,IC8=IC7+IC6,T6,T7的SKIPIF10值应高一些，两管的参数应尽量一致。b)、R10,R11和R12的计算SKIPIF1IB8,IB8=IC8/SKIPIF108,一般取ID3mA，则SKIPIF10SKIPIF11.2Ec，PCM5PC=5(IC6EC),SKIPIF106=SKIPIF107,并且T6，T7和T8的反向电流越小越好。6）、反馈支路计算差分电流引入电压串联负反馈，使其输入电阻提高，因此，基极电阻R15对该级输入电阻影响很大。一般取R15=1547kSKI

12、PIF10另外，要使电录对称，要求R13=R15。由闭环增益Auf1+R13/R14,可得SKIPIF10反馈电容C2应保证在fL时，其容抗XC2R14,一般取SKIPIF10耦合电容C3一般取SKIPIF107)、补偿元器件的选取为使负载在高频时仍为纯电阻，需加补偿电阻R16和补偿电容C6。一般取SKIPIF10,SKIPIF10为消除电路的高频自激，通常在T5的b,c极之间，r15两端加消振电容，电容数值有实验确定，一般取100200pF。音调控制电路的设计常用的音频控制电路有3种，第一种是RC衰减式音调控制电路，其调节范围较宽，但容易产生失真；第二种是反馈型音调控制电路，非线性失真小，调

13、节范围小一些，用的比较多；，第三种是混合式音调控制电路，其电路复杂，多用于高级收录机中。从经济效益来看，负反馈型电路简单，失真小，多选用负反馈型。负反馈音调控制电路如下图所示，Z1,Zf是由RC组成的网络，放大电路为集成运放（UA741），闭环章子怡Auf为SKIPIF10当信号频率不同时，Z1和Zf的阻值也不同，所以Auf随着频率的改变而变化。假设Z1,Zf包含的RC元器件不同，可以组成4中不同形式的电路，如图a,b,c,d.图a如图a,若C1取值较大，则只在频率很低时起作用，在低频区，当信号频率fL降低，则SKIPIF10的值变大，因此SKIPIF10值增大，即可以得到低音提升。如图b,若

14、C3取值较小，则它只在高频时起作用，在高频区，当信号频率fH增大时，则SKIPIF10变小，因此SKIPIF1C3.图c高音衰减图b高音提升信号在低频区由于C3的值很小，R4支路可视为开路。反馈网络主要由上半边起作用。并且UA741开环增益很高，放大器输入阻抗也很高，所以SKIPIF10(虚地)，故R3的影响可以忽略。当电位器W2的滑动块移到A点时，C1被短路，其等效电路如图2所它与图a很相似，可以得到低频提升。现在分析图2所示电路的幅频特性：因为Z1=R1,Zf=SKIPIF10所以SKIPIF10SKIPIF10（1）SKIPIF10（2）则SKIPIF10,SKIPIF1C3，则SKIP

15、IF10=10，SKIPIF10=SKIPIF10当SKIPIF1SKIPIF10时，即信号接近中频时，则有SKIPIF10SKIPIF10当SKIPIF10=SKIPIF10时，则有SKIPIF10SKIPIF10当SKIPIF10=SKIPIF10时，则有SKIPIF107.07SKIPIF10当SKIPIF10SKIPIF10时，则有SKIPIF1010SKIPIF10综上所述，可以画出图3的幅频特性曲线.当f=fL2和f=fL1时（提升量分别为3dB、17dB），曲线变化较大，称fL1和fL2为转折频率，在两转折频率之间曲线斜率为-6dB/倍频程，若用折线（图中虚线）近似表示曲线，则f

16、L2和fL2为折线的拐点，此时，低频最大提升量为20dB，即SKIPIF10SKIPIF10（3）同样分析方法可知，当电位器W2的滑动端移到B时，可得到图4所示低频衰减幅频特性曲线。转折频率为SKIPIF10SKIPIF10最大衰减量为SKIPIF10SKIPIF10（4）2.信号在高频区C1和C2对高频可视为短路，此时C3和R4支路已起作用，等效电路如图5所示，为了便于分析，将电路中Y形揭发的R1、R2和R3，变换成形接法的Ra,Rb和Rc，如图6所示。SKIPIF10SKIPIF10SKIPIF10其中，R1=R2=R3=R。由于前级输出电阻很小（300SKIPIF10），输出信号Vo通过

17、RC反馈到输入端的信号被前级输出电阻旁路，所以，RC的影响可以忽略，视为开路。当W1滑动端至C和D点时，等效电路如图7和8（W1的数值很大，所以可以视为开路）。通过幅频特性的分析，高频最大提升量为SKIPIF10SKIPIF10（5）最大衰减量为SKIPIF10（6）高频转折率为SKIPIF10（7）SKIPIF10（8）将音调控制电路的高、低频提升衰减曲线画在一起，可以得到如图所示曲线。在SKIPIF10和SKIPIF10之间，曲线按6dB/倍频程的斜率变化，假设给出低频SKIPIF10处和高频SKIPIF10处的提升量，又知SKIPIF10SKIPIF10SKIPIF10,SKIPIF10

18、SKIPIF10SKIPIF10,则SKIPIF10(9)SKIPIF10(10)式9和式10中，提升量的单位应为dB,可见，当某一频率的提升量或衰减量已知时，式9，式10可以求出所需的转折频率，再利用式1式8求出相应元器件参数和最大提升衰减量。设计方法（1）、确定转折频率。已知电路的转折频率SKIPIF10和SKIPIF10，又知SKIPIF10和SKIPIF10处的提升衰减量，根据公式9、10，可求出：SKIPIF10(11)SKIPIF1500kSKIPIF10,因此取W1和W2的阻值为150kSKIPIF10的线性电位器。（3）、计算各元器件参数，有式11和2可得：SKIPIF10,S

19、KIPIF10由式7和式8可得：SKIPIF10,SKIPIF10式中，Ra=3R1。（4）、计算耦合电容。在低频时音频控制电路输入阻抗近似为R1，要求：SKIPIF10式中，fL为低频截止频率（5）、UA741按引脚界限要求连接，调零端可接电位器（中点接负电源），也可以接两个等值的电阻，再接负电源。前置级的设计电路选择根据总机指标要求，前置级输入阻抗应当较高，输出阻抗应当较低，以便不影响音调控制网络正常工作。同时要求NF尽可能小。为此，为本级选用场效应管共源放大器和场效应管源极跟随器组成，如图9a，该电路输入阻抗高，rilR1,并引入电流串联负反馈，提高了电路的稳定性。适当选取R3和R4，可

20、得到满意的增益。第二级源极跟随器可以得到较小的输出阻抗，同时其输入阻抗较高，对前级影响很小，为了节省场效应管，第二级也可用晶体三极管射极跟随器，如图9b，此电路亦可满足指标要求。场效应管共源放大器的设计1.选择静态工作点普通结型场效应管可满足指标要求，所以选择3DJ6或3DJ7均可。为了既降低NF又保证足够的动态范围，要求管子参数IDSS、VP和gm的值不能太小。一般要求：IDDS1V,gm0.5mA/V。适当选取VOS,使IDQ值小一些（保证NF小），如图10.根据公式IDQ=IDDS（1-VGS/VP）2,并且Vs=-VGS,取VDS=(1至2)Vs,VD=VDS+Vs2.求电阻R4，R3

21、，R2，R1已知R4=（Ec-VD）/IDQ,R2+R3=Vs/IDQ|VGS|/IDQ并且，RL=ri2R5(ri2为次级输入电阻，选R5=1MSKIPIF10)，可得：SKIPIF10场效应管共源放大器中频电压增益为SKIPIF10当SKIPIF11时，SKIPIF10-R4/R3时有SKIPIF10SKIPIF1500kSKIPIF10,选取R1=1MSKIPIF10。3.计算电容C1和C2C1和C2主要影响低频响应，要求：SKIPIF10，SKIPIF10式中，SKIPIF10为低频截止频率。源极跟随器的设计为了得到较大的动态范围，一般把静态工作点选在转移特性的中点，如图10，SKIP

22、IF10,SKIPIF10,Vs=-SKIPIF10，SKIPIF10,即SKIPIF10源极跟随器传输系数SKIPIF10：SKIPIF10式中，SKIPIF10=Rs/1/gm输入阻抗：ri2R5输出阻抗：r0=R5/1/gm=R6/1/gm。射极跟随器的设计减小NF，并希望不产生非线性失真，工作电流ICQ应选小一些（但又要保证有合适的动态范围）。一般取：ICQIE=(1.52)IOm,Re=(12)RLSKIPIF10,VCEQVom+(23)V式中，IOm为电流幅值，Vom为输出电压幅值根据指标可知Vi（输入电压），前级已求出电压放大倍数A和SKIPIF10，所以本级输入电压幅值为Vi

23、2m=SKIPIF10又因为射极跟随器电压传输系数近似为1，本级输出电压为Vo2m=SKIPIF10则可求出：SKIPIF10由上述经验公式确定，射极跟随器静态工作点取值为ICQ=2IO2mVEQ=EC-VCEQ,R6=Re=VEQ/ICQ取IR=(510)IBQ,SKIPIF10为了提高本级输入阻抗，IR可选小一些；当然太小又会影响偏执电路的稳定性。SKIPIF10,SKIPIF10输出阻抗为SKIPIF10式中，Re=R6，SKIPIF1=8W,RL=8SKIPIF1=20(Auf为电压放大倍数)，r=3%（1）、确定电路形式选择图11中OCL功率放大器部分，图中虚框线所示。（2）、确定电

24、压电压因为Ec=SKIPIF10取SKIPIF12Ec=30VICMIc12maxSKIPIF1SKIPIF11.9W按以上极限参数选择3DD57A，并测得SKIPIF12Ec=30VICM1.5Ic12max/SKIPIF11.5SKIPIF10/SKIPIF1048mW则T10为3DK4A或3DG69A；T11为3CG22C或3CG8E.测得SKIPIF10计算R31,R32,R27,R30,R34,根据R31=R32=(0.050.1)RL，选R31和R32的电阻为0.5SKIPIF11W）.因为ri12=rbe12+(1+SKIPIF10)R31=40.5SKIPIF10所以R27=R30=5ri12=202.5SKIPIF10(取R27和R30为220SKIPIF10)。R34=R27/ri12=40SKIPIF10（取R34为39SKIPIF10）。（5）、计算推动级电路取ICQ8=3Ic10max/SKIPIF102.5mA（a）、计算T9偏置电路。选取T9为3DG6A，SKIPIF10=50。忽略分流作用，ICQ9ICQ8，则