第五章 功率MOSFET的驱动电路和保护技术

1、第五章 功率MOSFET的驱动电路和保护(boh)技术 功率MOSFET是PIC或Smart Descrete应用最广的器件；合理、有效的进行驱动和保护是关键；有必要对其特征、性能进行讨论；介绍驱动和保护电路的技术方案；简单讨论功率单元和信号控制单元之间的相互(xingh)干扰。共八十二页5.1 功率(gngl)DMOS输入电容为了更好地理解(lji)功率DMOS的特点，有效发挥其功效，首先考察DMOS器件的剖面结构和等效电路。共八十二页5.1 功率(gngl)DMOS输入电容 各重要的寄生效应包括：每个管脚的寄生电感；栅源金属电容（Cgsm）和栅源扩散电容（Cgso）；栅体电容和栅外延层电容

2、；所有pn结电容；寄生npn晶体管，由源、体和漏形成、并分别(fnbi)对应于寄生晶体管的发射区、基区和集电区；共八十二页5.1 功率DMOS输入(shr)电容MOS器件有三个重要电容Ciss、Coss、Crss ：Ciss(输入电容)：由Cgd和Cgs并联构成 ；Coss（输出电容）：栅源短路时源漏之间的总电容 ；Crss（反向转移电容，或者Miller电容)：简单(jindn)表示为Vgs=0时的栅-漏电容。共八十二页5.1 功率(gngl)DMOS输入电容Cgs（栅源电容）从物理上说是栅沟电容和栅源扩散电容的叠加，一般来说与电压无关；Cds（栅漏电容）一般由体-外延(wiyn)层pn结电

3、容组成，随着漏源电压变化很大。Cgd电容直接依赖于栅金属下半导体表面情况，与Vgd有关。共八十二页5.1 功率DMOS输入(shr)电容Cgd电容，基本上分为两种：积累：当Vgd0时，电子被吸引到硅表面，形成积累层。电子积累的越多，积累层就越薄，因此电容将逐渐趋近于单纯的氧化层电容。耗尽(ho jn)：当栅压变得更正，电子从硅表面被赶走，系统处于耗尽(ho jn)偏置条件。此时，总电容对应于氧化层电容和表面耗尽(ho jn)层电容的串联。共八十二页因Cdep随Xd增加而降低；随着栅源电压(diny)的增加，Cdep降低。这种下降趋势从理论上说要持续到栅压高到使硅表面空穴反型。5.1 功率DMO

4、S输入(shr)电容积累电容：耗尽电容：共八十二页5.1 功率DMOS输入(shr)电容所以Ciss，Coss和Crss都强烈(qin li)依赖于电压，因此即便准确地知道负载特性、额定电压、转换时间等要求也不足以直接设计驱动电路。 共八十二页5.2 栅电荷(dinh)因子尽管从非导通态到导通态的转换看起来似乎只是(zhsh)一个栅源电压上升的过程；但寄生电容造成的很多非线性问题；栅驱动设计用传统的方法或只是考虑输入电容和等效栅串联电阻的控制、操作非常困难。共八十二页5.2 栅电荷(dinh)因子特别是栅漏电容(dinrng)，远不是所考虑的那样，有时被Miller效应（这个效应为所有电子设计

5、者共知，栅漏电容(dinrng)的反馈作用使电容(dinrng)放大）放大，导致输入电容(dinrng)远比静态电容(dinrng)的总和大。为了将栅源和栅漏电容都考虑进来，人们引入了所谓的“栅电荷”的概念。 共八十二页5.2 栅电荷(dinh)因子栅电荷因子是MOSFET非常(fichng)重要的参数；这个参数基本对漏电流不敏感，与温度无关，简化了驱动电路的设计；可以很容易地估算电荷，进而估算开通和关断MOSFET的功耗。共八十二页5.2 栅电荷(dinh)因子栅电荷基本测试(csh)电路及栅压随栅电荷变化特性共八十二页5.2 栅电荷(dinh)因子为了(wi le)解释栅电荷特性曲线，考查

6、待测器件MOSFET从关闭到导通过程，栅压和输出电压、电流波形 变化。共八十二页5.2 栅电荷(dinh)因子t0时刻之前(zhqin)，开关SW是合上的，DUT（待测器件）承受外偏压VDD，栅源电压和漏电流都为0；t0时刻开始，打开SW，栅源和栅漏电容开始充电（CGD由于VDD的作用此时最小），栅源电压开始增加；开始的时候，器件无漏电流流过，直到VGS超过功率MOSFET的阈值电压，此为t1时刻。共八十二页5.2 栅电荷(dinh)因子在t1到t2时间内，继续为输入电容(dinrng)充电，而功率器件的电压保持VDD，因为这个时候器件流过的电流还没有达到IL。在这一过程中，由于栅漏电容变化产

7、生的电流通常很小，可以忽略，因为在VDSVDD时，CGD远小于CGS。在这一时间，由于CGS的作用，栅压的变化是主要的。共八十二页5.2 栅电荷(dinh)因子到t2时刻，漏电流(dinli)达到IL，漏电电位不再固定在VDD而是开始下降，并使漏电流(dinli)保持为常数。最初阶段，由于器件工作在饱和区，没有电流流入栅源，只流入栅漏，同时栅漏电容被Miller效应放大。到t3时刻，功率MOSFET进入线性区，漏源电压变为RdsonIL。这个时候栅源电压开始自由上升，上升的陡度由充电电流和输入电容决定，同时输入电容达到最大（因为这个时候VDS近乎等于0）。 共八十二页5.2 栅电荷(dinh)

8、因子栅电荷参数的最大优点是它不依赖于漏电流、不依赖于外偏压、也不依赖于温度。有了栅电荷参数，就可以直接确定要得到某种满意的开关时间所需要(xyo)的电流；或者反过来，它可以很方便在所需电流、功耗和可达到的开关时间进行折中处理。例：80V偏压下开通1A漏电流需要20nC，经过简单计算就可以得出，如果采用2A的驱动电流，则开通时间为10ns，如果用20mA的电流，则开通时间为1s。共八十二页5.2 栅电荷(dinh)因子栅电荷(dinh)参数还可以非常快地估算出驱动功耗的平均值，为：其中：Qc为栅电荷参数；VGS为栅源电压；fsw为开关频率；假设开关频率为100KHz，Qc20nC，VGS=10V

9、，则Pdrive10mW。共八十二页5.2 MOSFET与双极功率(gngl)晶体管的比较 开关应用就器件本身来说，如果说直流功耗低是功率MOSFET非常重要的特性，而在开关应用中的优势更明显。为了(wi le)估算在感性负载下的驱动功耗共八十二页开始时IL=0，开关(kigun)处于关断状态，一旦电路中的功率元件接通，负载中的电流就以Vs/L的速率增加，其中Vs为电源电压；L为负载电感。在关断的过程中，负载的感性特征总是抵抗电流变化，迫使电路经过一个很短的瞬态过程，直到输出电压达到Vs+0.7V，而在电压上升过程中，电流以晶体管典型关断转换时间衰减。5.2 MOSFET与双极功率晶体管的比较

10、(bjio) 开关应用共八十二页作为一级近似，假定电压上升过程中负载电流的衰减可以忽略(hl)，当功率开关再次接通的时候负载电流以相同的水平在流动。在整个暂态过程，加在开关上的电压被钳位在Vs0.7V，直到开关器件能够控制所有的负载电流。只有到这时，二极管关断，使输出电压开始下降。5.2 MOSFET与双极功率(gngl)晶体管的比较 开关应用共八十二页整个过程(guchng)中，电压、电流波形及功耗如右图。容易计算出开关功耗为： 5.2 MOSFET与双极功率晶体管的比较(bjio) 开关应用Vs为电源电压；fsw为开关频率；ton、toff为开通和关断时间。共八十二页5.2 MOSFET与

11、双极功率晶体管的比较 开关(kigun)应用PWM电流(dinli)控制电路及其功耗：IL为平均输出电流；Vd为二极管正向压降；ton为功率MOSFET通态时间；toff为功率MOSFET关态时间。T为开关周期。 共八十二页5.2 MOSFET与双极功率晶体管的比较(bjio) 开关应用选用合理驱动的功率MOSFET代替二极管，则可以大量节省(jishng)功耗总量。 这里假设停滞时间（上管和下管都处于OFF以避免轨轨之间的交叉导通）非常短不足增加能量损耗。 共八十二页5.2 MOSFET与双极功率晶体管的比较 开关(kigun)应用特别注意寄生体漏二极管，它经常用作续流元件。现在多数MOSF

12、ET的制造商在分立器件的参数表中都提供这一资料。在PWM功率控制器中，合理驱动体漏二极管可带来很多益处，但在其它的应用场合，如汽车电子领域，这个二极管会成为一个多余元件，当电池(dinch)反接时，它可能引起的永久性损坏或者伪负载激励。 共八十二页5.2 MOSFET与双极功率(gngl)晶体管的比较 开关应用共八十二页5.3 MOSFET功率(gngl)级（power stage）和相应的驱动电路在讨论MOSFET特性时，介绍了栅电荷因子，它是指在一定阻断电压下，驱动一定电流所需要的栅电荷。由栅电荷因子可以看出，为了使开通时间短，则需要驱动电路能够流出或流入高达1A的峰值(fn zh)电流，

13、而为了保证通态电阻最小，栅源电压又要足够高。这就提出对驱动电路的要求 共八十二页5.3 驱动(q dn)功率MOSFET的低端驱动(q dn)器 几种(j zhn)直接驱动MOSFET的低端驱动器 共八十二页5.3 驱动(q dn)功率MOSFET的低端驱动(q dn)器Vaux是辅助电源，它只是(zhsh)一个串联调节器，但必须能提供必要的电流，同时具有一定电压水平。对电流来说，最主要的是峰值电流，它可能非常高，尤其在开通时间非常短的场合。对于电压Vaux，它必须足够大以保证通过功率开关的通态压降尽可能低，同时又要避免严重过驱动。共八十二页5.3.3 驱动(q dn)功率MOSFET的高端驱

14、动(q dn)器从工艺集成角度考虑，由于N沟器件尺寸更小、造价更低，因此使用较多。而在高端应用中，为达到有效驱动（这里的有效是指能够保证最小的通态电阻）要求栅压要比正的电源电压高一个合适的值。这个(zh ge)电压，通常必须针对不同应用专门产生。共八十二页高端驱动(q dn)（A）：自举技术 应用自举技术，驱动功率MOSFET推拉级高端开关的简化电路图。为简单、便于分析，它只包含基本的器件(qjin)。这些器件(qjin)有：Cbs（自举电容）Dbs（自举二极管）Vaux每次输出，通过感性负载的再流通或者下管MOSFET导通与地连同，迫使这里的自举电容在每次输出时都会被充电或者电位被刷新到Va

15、ux。 共八十二页高端驱动(q dn)（A）：自举技术典型电压(diny)波形共八十二页高端驱动(q dn)（A）：自举技术在两个(lin )持续开通的晶体管之间一直保持栅源电压足够高，则最小自举电容值可通过求解电荷平衡方程获得：共八十二页高端驱动(q dn)（A）：自举技术Vcbs为允许的自举电容(dinrng)压降；Cbs自举电容值；Qs功率器件的栅电荷；Qrr自举二极管的反向恢复电荷Idr自举二极管的漏电流；Iqu上驱动器的静态电流；t上开关的最大导通时间。共八十二页高端驱动(q dn)（A）：自举技术为了(wi le)简化，若假设占空比为100，则容易得到：Vaux的电压、电流容量的要

16、求与低端驱动电路中描述的一样。确定峰电流时必须要小心，以保证能在最小时间间隔（当占空比严重不平衡，下管通态时间非常短时，这时的时间间隔最小）内，在Cbs上建立起合理的电平。共八十二页Buck转换器：降压(jin y)调节器 开关(kigun)式电源 共八十二页高端驱动(q dn)（A）：自举技术开关(kigun)式电压电路共八十二页高端驱动(q dn)（B）：电荷泵为了理解电荷泵电路工作原理(yunl)，我们考察下图所示的电路。共八十二页高端驱动(q dn)（B）：电荷泵所有这些容性电荷泵，都用了两个不同的电容（Cpump注入电荷到Ctank）、单向开关（这里用D1和D2代表）和一个辅助振荡选

17、择器。当V1接地，Cpump通过D1（此时该二极管正偏，压降可以忽略）充电到VAux。当V1连接到Vbat，Cpump通过D2将电荷充给Ctank，在稳态条件下，电平等于2VAux（因此，该电路又称为倍压器）。电压输出(shch)暂态过程基本由时钟频率和Cpump/Ctank控制 。共八十二页高端驱动(q dn)（B）：电荷泵当ENABLE为低电位，M1导通，Cpump被充电到Vaux。当M1关断，恒流源I2使A点电位升到Vs，从而允许Cpump将电荷传输到功率MOSFET的栅极，使其在电压暂态的最后，电平达到VsupplyVaux。只要(zhyo)功率开关处于导通态，振荡发生器就会周期性地刷

18、新栅电压以补偿瞬时损耗。 共八十二页高端驱动(q dn)（B）：电荷泵如果电路工作(gngzu)在较低的电源电压下，倍压器可以改装成3倍电压器 C2充电到2Vaux 共八十二页高端驱动(q dn)（B）：电荷泵共八十二页高端驱动(q dn)（B）：电荷泵C2和C3在100pF量级，集成在芯片上。电流产生器I1用于限制功率MOSFET的栅充电电流从而限制输出电压变化率。而功率MOSFET栅充电暂态过程的控制，是为了(wi le)避免主电路上的尖峰电流，降低射频辐射，避免发生问题。当SW1导通、M2关断时，p沟M1用作控制功率开关传输电荷的通道；而当ENABLE处于低电平时，M1将栅隔离栅，从而使

19、栅电荷可以自由与地相接（这时M1实际上避免由Cpump1和Cpump2过压造成的压力）。 共八十二页高端驱动(q dn)（B）：电荷泵单电荷泵控制(kngzh)多高端转换器电路共八十二页高端驱动(q dn)（C）：复合自举和电荷泵技术 自举可以保证(bozhng)快速导通；而电荷泵可以保证(bozhng)功率晶体管一直处于导通状态共八十二页5.4功率(gngl)MOSFET的耐度在介绍能够保证功率MOSFET安全工作的电路方案之前，先介绍功率MOSFET的最大功耗、电压、电流的限制，即MOSFET的SOA（安全工作区）。功率电子设计者都知道，双极晶体管受二次击穿失效机理的影响，只要吸收的热量超

20、过超过临界值就会在晶体管中产生热斑，使集电极发射极之间电压的回落(hulu)。且二次击穿电压与晶体管的偏置状态有关，可分为正偏二次击穿和反偏二次击穿。 共八十二页5.4.1 正偏安全(nqun)工作区正偏双极晶体管，发生正偏二级击穿失效的物理机制实际上是热奔和相应的挤流效应。功率MOSFET具有电压正温度系数，当出现热斑时，由于热电负反馈作用，迫使局域电流密度降低（实际上，阈值电压的降低被载流子迁移率的降低所补偿(bchng)），因此不会出现二次击穿的问题。对正偏的功率MOSFET，主要的限制是确定安全工作区的边界。共八十二页5.4.1 正偏安全(nqun)工作区最大工作(gngzu)电流；最

21、大源漏击穿电压；最大允许功耗所限定的曲线；最大可传导电流。共八十二页5.4.1 正偏安全(nqun)工作区在单次短脉冲条件下，引线可以承受更高的电流，且热应力较低；不同环境下，SOA限会改变。主要受下列方程的限制(xinzh)： 一旦最高温度确定了，环境温度越低，则允许功耗越高。 共八十二页5.4.1 正偏安全(nqun)工作区功率(gngl)DMOS直流和不同单脉冲条件下SOA 变化共八十二页5.4.1 正偏安全(nqun)工作区最大允许(ynx)功耗随管壳温度降低曲线 共八十二页5.4.2 静态(jngti)dv/dt失效有了正偏SOA还不足以避免所有的失效，尤其是在功率MOSFET工作在

22、快速开关电路中。实际上，受源漏之间高电压变化率的影响，例如在负载驱动关断过程，功率MOSFET经历的失效机制很接近双极器件在反偏条件下的二次击穿(j chun)。这种现象称为“静态dv/dt失效”（之所以称之为静态是因为功率MOSFET经历的失效实质上是被动的，且源漏之间的电压变化是由外界因素诱导的） 共八十二页5.4.2 静态(jngti)dv/dt失效功率MOSFET，受高Vds变化率的影响，可能会由于下列原因误开通：功率MOSFET自己(zj)开通；寄生双极晶体管开通。 共八十二页5.4.2 静态(jngti)dv/dt失效MOSFET误导(w do)通：共八十二页5.4.2 静态(jn

23、gti)dv/dt失效MOSFET误导通，除了(ch le)与dVds/dt有关，还依赖于：Rgen（发生器电阻），Rgen越高，意外导通的可能性越高；Cgd，Cgd越高的器件，误导通的可能性就越高（例如在大面积、低BVdss器件，这种现象更明显）；Vth，器件的阈值电压越低，误导通的可能性越高。共八十二页5.4.2 静态(jngti)dv/dt失效由dv/dt产生的影响在这种情况下还不是毁坏性的，只会造成高功耗和不期望的源干扰。因此，只要能时刻保证寄生双极器件不导通，功率MOSFET就可用在非钳位感性负载开关中 。要达到这一目的，当功率晶体管导通的时候，所有(suyu)存储在电感中的能量都得

24、在没造成任何失效时，在击穿条件下被消耗掉。共八十二页5.4.2 静态(jngti)dv/dt失效共八十二页5.4.2 静态(jngti)dv/dt失效再来看寄生BJT的导通情况：与前面相同，电压变化会产生位移电流(dinli)，该电流(dinli)流过基区，会导致基区-发射区结有一个压降：如果Vbe足够高（例如大约0.65V），双极晶体管导通，当源漏电压意欲很快恢复到承载的电压时会失效，从而发生二次击穿。共八十二页5.4.2 静态(jngti)dv/dt失效对非钳位感性负载驱动，如果dv/dt太快，触发了双极晶体管导通，此时可以采用不同的保护(boh)技术：采用缓冲器网络，降低dv/dt变化率

25、，缺点是增加开关损耗。在感性负载中采用续流二极管或者在栅漏之间加钳位齐纳二极管，在BJT元件发生雪崩之前使MOSFET自动导通。共八十二页5.4.2 静态(jngti)dv/dt失效共八十二页5.4.2 静态(jngti)dv/dt失效比上述两种失效机理更具影响的是发生在固有体漏二极管用作续流二极管时失效情况。与所有正偏pn结相同，固有体漏二极管正偏时会存储过剩载流子，为了关断器件(qjin)，这些载流子要全部移除。这些电荷，除了增加功耗（在反向恢复的大部分时间内，近似可以假定二极管是工作在短路的情况）之外，还会在一般由于Cdb的存在产生的位移电流上附加额外的电流。 共八十二页5.4.2 静态

26、(jngti)dv/dt失效采用(ciyng)体漏二极管做续流二极管的低端开关 通过体漏结的电压和换向电流 共八十二页5.4.2 静态(jngti)dv/dt失效在起始(q sh)时刻t0，二极管开始以dIf/dt的速率关断，对图5.37来说，该速率主要依赖于低端功率MOSFET的开通时间。 在t1-t2时间内，存储的电荷可以提供比电路需求的更大的电流 ；在t2-t3时间，输出电压可是增加直到Vsupply。在t2-t3这段时间，恢复电流仍然很高，BJT由于受高dv/dt的影响，可能会失效。 共八十二页5.4.2 静态(jngti)dv/dt失效这种失效仍然是对dv/dt敏感的，因为电压变化率

27、越高通过电容的位移电流越大，且因为二极管反向恢复电流对电流在0点的变化率非常(fichng)敏感（di/dt越低，则trr越短）。因此，反向恢复峰值电流受低端晶体管的开关时间影响非常强烈（开关时间越快，反向峰值电流越高）。一旦优化好Cdb和Rbody，在特殊应用场合，开关时间必须合理控制以避免任何失效。所有这些基本的过压保护与图5.36 a和b处理问题时采用的手段相同。共八十二页5.5 过流保护(boh)让输出电流或者其中的一部分流过敏感电阻Rs，测量敏感电阻上的压降，就可以(ky)自动监测功率元件允许流过的最大电流。然后，该电压值可以通过微分放大器或者通过一个比较器进行处理，一旦它超过预设的

28、阈值电压，则启动过流保护。共八十二页5.5.1 线性AC和DC放大器的过流保护(boh)通过(tnggu)检测流过功率晶体管的电流，限制最大电流的电路。晶体管Q1和Q2形成简单的微分放大器。当Rs两端的压降超过这个预设值时，Q3导通，于是就限制了功率MOSFET的栅过驱动，进而限制输出电流。 共八十二页5.5.1 线性AC和DC放大器的过流保护(boh)Imax的值依赖于Rs、Q1和Q2发射区面积比以及电流源IC1Ic1（Vds）的值。 最大电流Imax可以由下列方程(fngchng)得到：又：共八十二页5.5.1 线性AC和DC放大器的过流保护(boh)则：如果(rgu)：，于是要满足所有的

29、由SOA限制所确定的约束 共八十二页5.5.1 线性AC和DC放大器的过流保护(boh)另一款自动检测电流的方法是采用MOSFET电流镜。但这种方法只适用(shyng)于MOSFET而不适用(shyng)于双极器件，因为它们需要较高的跨导。 共八十二页5.5.1 线性AC和DC放大器的过流保护(boh)当两个晶体管都工作在线性区（类三极管区）时，它们的漏电流可以(ky)用下列表达式表示： 又：，于是：共八十二页5.5.1 线性AC和DC放大器的过流保护(boh)为了鲜明(xinmng)起见，定义电流比：定义n=Kpower/Ksense为的单元比，则：共八十二页5.5.1 线性AC和DC放大器

30、的过流保护(boh)当Rsense与Rds-on（25C）相当或者(huzh)比它还大时，检测比变得越来越依赖于温度 当敏感（检测）电阻值高于Rds-on时，检测电阻对Rds-on的分布越来越敏感。 通常Rsense不要超过功率元件25C下的通态电阻Rds-on 共八十二页5.5.1 线性AC和DC放大器的过流保护(boh)在多数应用中，这种限制(xinzh)不是问题，而在其他情况下，当电流较低或者必须使用更高阻值的电阻时，可采用有效接地检测方法；有效接地的优点是检测比与敏感电阻（检测电阻）和结温无关；它的主要缺点是采用了额外的运放，通常会限制电流检测电路的带宽（这对高频开关应用来说是一个非常严重的限制）。 共八十二页5.5.1 线性AC和DC放大器的过流保护(boh)共八十二页5.5.2 开关(kigun)放大器中的过流保护共八十二页5.5.2 开关(kigun)放大器中的过流保护最大电流Imax通过采用(ciyng)敏感电阻Rs测量，且其值限定在下式所给定的水平 ：当Iout达到电流阈值对应的Imax时，Q3关断，因此Q6开始给延时电容Cdelay充电，因为同时Q7关断（给Cdelay放电，Q7是必须的）。共八十二页5.5.2 开关(kigun)放大器中的