毕业设计开关电源电路设计毕业论文

1、柳州铁道职业技术学院 毕业设计（论文）论文题目 开关电源电路设计 系 别 电子工程系 专业班级 电气自动化技术七班 成 员 罗福 学 号 8302007311 指导教师 展星 时 间2010年11月25日至2010年12月27日目录摘要 TOC o 1-3 h z u HYPERLINK l _Toc282029389 一、绪论 PAGEREF _Toc282029389 h 1 HYPERLINK l _Toc282029390 （一）课题背景及意义 PAGEREF _Toc282029390 h 1 HYPERLINK l _Toc282029391 （二）国内外研究现状 PAGEREF

2、_Toc282029391 h 1 HYPERLINK l _Toc282029392 （三）论文主要任务 PAGEREF _Toc282029392 h 5 HYPERLINK l _Toc282029393 二、开关电源设计 PAGEREF _Toc282029393 h 5 HYPERLINK l _Toc282029394 （一）工作原理 PAGEREF _Toc282029394 h 5 HYPERLINK l _Toc282029395 1.降压变换电路 PAGEREF _Toc282029395 h 5 HYPERLINK l _Toc282029396 2.绝缘栅双极型晶体管I

3、GBT PAGEREF _Toc282029396 h 9 HYPERLINK l _Toc282029397 3.开关稳压电源的控制原理 PAGEREF _Toc282029397 h 10 HYPERLINK l _Toc282029398 (二)开关电源电路 PAGEREF _Toc282029398 h 10 HYPERLINK l _Toc282029399 1.主电路降压变换电路 PAGEREF _Toc282029399 h 10 HYPERLINK l _Toc282029400 信号发生器 PAGEREF _Toc282029400 h 11 HYPERLINK l _Toc

4、282029401 3.开关稳压电源的IGBT驱动电路及其保护电路 PAGEREF _Toc282029401 h 12 HYPERLINK l _Toc282029402 三开关电源的PCB PAGEREF _Toc282029402 h 16 HYPERLINK l _Toc282029403 1.电路PCB综述 PAGEREF _Toc282029403 h 16 HYPERLINK l _Toc282029404 2. Protel DXP 2004中的系统工具箱和元件简介 PAGEREF _Toc282029404 h 16 HYPERLINK l _Toc282029405 原理图

5、及PCB板 PAGEREF _Toc282029405 h 16 HYPERLINK l _Toc282029406 总结 PAGEREF _Toc282029406 h 17 HYPERLINK l _Toc282029407 参考文献 PAGEREF _Toc282029407 h 18 HYPERLINK l _Toc282029408 致谢 PAGEREF _Toc282029408 h 19 HYPERLINK l _Toc282029409 附录 PAGEREF _Toc282029409 h 20 开关电源设计摘要：随着经济和科学的发展，世界能源逐渐紧缺，为拉更好的发展；追求更简

6、易，经济的的电源是必不可少的，因此，作为能耗小，效率高的开关电源在各行各业都起到重要的地位。本文主要通过论述开关电压的研究状况及其的工作原理。体现出开关电源的优越及其的重要性，并绘出PCB图及PCB板。关键词:开关电源；DC/DC；直流变换电路；降压；PWM；IGBT一、绪论（一）课题背景及意义 电源技术是一种应用功率半导体器件，综合电力变换技术、现代电子技术、自动控制技术的多科学边缘交叉技术。随着科学的发展，电源技术又与现代控制理论、材料科学、电机工程、微电子技术等领域密切相关，目前电源技术已发展成为一门多科学互相渗透的综合性技术学科。他对现代通讯、电子仪器、计算机、工业自动化、电力工程、国

7、防及某些高新技术提供高技术、高效率、高可靠性的电源起着关键性的作用。当代许多高新技术均与市电的电压、电流、频率、相位、和波形等相关参数的变换和控制相关，电源技术能够实现对这些参数的精确控制和高效处理，特别能够实现大功率电能的频率变换，从而为多项高新技术的发展提供有力支持。因此，电源技术不但本身是一项高新技术，而且还是其他多项高新技术的发展基础。电源技术及其产业的进一步发展必将为大幅度节约电能、降低材料消耗及提高生产效率提供重要手段，并为现代生产和现代生活带来深远的影响。电源，如今已经是非常重要的基础科学和产业，从日常生活到高端的科技，都离不开电源技术的参与和支持，电源技术也是在这种环境中不断的

8、发展起来的。电源重要性不可否认，但传统的电源存在不足的地方，例如，传统电源效率不高，线性电源由于功率管是在工作在线性放大状态，功率管的电流和输出电流是成比例的，因此当输出电流越大时，功耗越大。通常，线性电源效率只有45%到50%左右，因此提高电源效率是未来电源设计，应着重解绝的问题，而开关电源能够很好的解决这个问题，开关电源的功率开关管是工作在开关状态，也就是，只是在开关管导通时，管子才会产生损耗，因此开关电源的效率比线性电源要高得多，通常达到80%以上。本设计是以直流电源变换作为设计对象，利用输出电压与输入电压之间的占空比的关系，用变压器降升电压达到设计的要求.在用二极管做成一个整流桥把电流

9、进行A/D之间的转换，调节PWM的相关参数实现可调开关电源的其中条件。（二）国内外研究现状 从八十年代末起，工程师们为了缩小DC/DC变换器的体积，提高功率密度，首先从大幅度提高开关电源的工作频率做起，但这种努力结果是大幅度缩小了体积，却降低了效率。发热增多，体积缩小，难过高温关。因为当时MOSFET的开关速度还不够快，大幅提高频率使MOSFET的开关损耗驱动损耗大幅度增加。工程师们开始研究各种避开开关损耗的软开关技术。虽然技术模式百花齐放，然而从工程实用角度仅有两项是开发成功且一直延续到现在。一项是VICOR公司的有源箝位ZVS软开关技术；另一项就是九十年代初诞生的全桥移相ZVS软开关技术。

10、 有源箝位技术历经三代，且都申报了专利。第一代系美国VICOR公司的有源箝位ZVS技术，其专利已经于2002年2月到期。VICOR公司利用该技术，配合磁元件，将DC/DC的工作频率提高到1MHZ，功率密度接近200W/in3，然而其转换效率却始终没有超过90%，主要原因在于MOSFET的损耗不仅有开关损耗，还有导通损耗和驱动损耗。特别是驱动损耗随工作频率的上升也大幅度增加，而且因1MHZ频率之下不易采用同步整流技术，其效率是无法再提高的。因此，其转换效率始终没有突破90%大关。 为了降低第一代有源箝位技术的成本，IPD公司申报了第二代有源箝位技术专利。它采用P沟MOSFET在变压器二次侧用于f

11、orward电路拓朴的有源箝位。这使产品成本减低很多。但这种方法形成的MOSFET的零电压开关（ZVS）边界条件较窄，在全工作条件范围内效率的提升不如第一代有源箝位技术，而且PMOS工作频率也不理想。 为了让磁能在磁芯复位时不白白消耗掉，一位美籍华人工程师于2001年申请了第三代有源箝位技术专利，并获准。其特点是在第二代有源箝位的基础上将磁芯复位时释放出的能量转送至负载。所以实现了更高的转换效率。它共有三个电路方案：其中一个方案可以采用N沟MOSFET。因而工作频率较高，采用该技术可以将ZVS软开关、同步整流技术、磁能转换都结合在一起，因而它实现了高达92%的效率及250W/in3以上的功率密

12、度。（即四分之一砖DC/DC做到250W功率输出及92%以上的转换效率） 我们给出三代产品的等效电路，读者可从其细节品味各自的特色。有关有源箝位技术近年论文论述颇多，此处不多赘述。 全桥移相ZVS软开关技术，从90年代中期风靡大功率及中功率开关电源领域。该电路拓朴及控制技术在MOSFET的开关速度还不太理想时，对DC/DC变换器效率的提升起了很大作用。但是工程师们为此付出的代价也不小。第一个代价是要增加一个谐振电感。它的体积比主变压器小不了多少（约1/2左右），它也存在损耗，此损耗比输出滤波电感损耗也小不了太多。第二个代价是丢失了810%的占空比，这种占空比的丢失将造成二次侧的整流损耗。所以弄

13、得不好，反而有得不偿失的感觉。第三，谐振元件的参数需经过调试，能适应工业生产用的准确值的选定是要花费较多的时间，试验成本较高。此外，因同步整流给DC/DC效率的提高带来实惠颇多，而全桥移相对二次侧同步整流的控制效果并不十分理想。例如：第一代PWM ZVS全桥移相控制器，UC3875及UCC3895只控制初级侧。若要提供准确的控制同步整流的信号需另加逻辑电路。第二代全桥移相PWM控制器如LTC1922-1、LTC3722-1/-2，虽然增加了对二次侧同步整流的控制信号，在做好ZVS软开关的同时做好二次侧的同步整流。但仍旧不能十分有效地控制好二次侧的ZVS ZCS同步整流，而这是提高DC/DC变换

14、器效率最有效的措施。UCC3722-1/-2的另一个重大改进是减小谐振电感的感量,这不仅缩小了谐振电感的体积,而且降低了损耗,占空比的丢失也减小了许多.这里我们给出LTC3722加上同步整流的控制电路，由业界工程师们自己去分析对照。 在DC/DC业界，应该说，软开关技术的开发、试验、直到用于工程实践，费力不小，但收效却不是太大。花在这方面的精力和资金还真不如半导体业界对MOSFET技术的改进。经过几代MOSFET设计工业技术的进步，从第一代到第八代。光刻工艺从5M进步到。完美晶格的外延层使我们将材料所选择的电阻率大幅下降。加上进一步减薄的晶片。优秀的芯片粘结焊接技术，使当今的MOSFET （例

15、如80V40A）导通电阻降至5m以下，开关时间已小于20ns，栅电荷仅20nc，而且是在逻辑电平下驱动即可。在这样的条件下，同步整流技术获得了极好的效果，几乎使DC/DC的效率提高了将近十个百分点。效率指标已经普遍进入了90%的范围。 目前，自偏置同步整流已经普遍用于5V以下的低压小功率输出。自偏置同步整流用法简单易行，选择好MOSFET即告成功，此处不多述。而对于12V以上至20V左右的同步整流则多采用控制驱动IC，这样可以收到较好的效果。ST公司的STSR2和STSR3可以很好地用于反激变换电路及正激变换电路。线性技术公司的LTC3900和LTC3901则是2001年才推出的更优秀的同步整

16、流控制IC.采用IC驱动的同步整流电路中，应该说最好的还是业界于2002年才正式使用的ZVS,ZCS同步整流电路，它将DC/DC转换器的效率带上了95%这一历史性台阶。 ZVS,ZCS同步整流只适用初级侧为对称型电路拓朴，磁芯可以双向工作的场合。即推挽、半桥以及全桥硬开关的电路。二次侧输出电压24V以下，输出电流较大的场合，这时可以获得最佳的效果。我们知道，对于传输同样功率高压小电流硬开关的损耗要比低压大电流硬开关时的损耗低很多。我们利用这种性能将PWM的输出信号经过变压器或高速光耦传输至二次侧，适当处理其脉宽后，再去驱动同步整流的MOSFET。让同步整流的MOSFET在其源漏之间没有电压，不

17、流过电流时开启及关断。只要此时同步整流的MOSFET的导通电阻足够小，栅驱动电荷足够小，就能大幅度地提升转换效率。最高的95%的转换效率即是这样获得的，业界将其称为CoolSet,即冷装置，不再需要散热器和风扇了。 这种电路拓朴的输出电压在12V、15V输出时效率最高，电压降低或升高，效率随之下降。输出电压超过28V时，将与肖特基二极管整流的效果相当。输出电压低于5V时采用倍流整流会使变压器利用更充分，转换效率也会更高。在ZVS及ZCS同步整流技术应用于工程获得成功后，人们在不对称电路拓朴中也在进行软开关同步整流控制的试验。例如已经有了有源箱位正激电路的同步整流驱动（NCP1560），双晶体管

18、正激电路的同步整流驱动（LTC1681及LTC1698）但都未取得如对称型电路拓朴的ZVS,ZCS同步整流的优良效果。近来,TI的工程师采用予捡测同步整流MOSFET开关状态,然后用数字技术调整MOSFET开关时间的方法突破性的做出ZVS的同步整流,从而解决了非对称电路的软开关同步整流,详情见专题论述. 近年来，复合电路拓朴也迅速发展起来，这种电路拓朴的集中目标都在于如何让同步整流部分的效率做到最佳状态。当初级电压变化一倍时，二次侧的占空比会相应缩小一半。而MOSFET的源漏电压却升高一倍。这意味着我们必须选择更高耐压的同步整流用MOSFET。我们知道，从半导体技术来分析MOSFET这种器件，

19、当其耐压高一倍时，其导通电阻会扩大两倍。这对于用做同步整流十分不利，于是我们设想可否将二次侧同步整流的MOSFET的工作占空比定在48%50%。这样我们选择比输出电压高倍的MOSFET就可以了。例如：输出电压时同步整流MOSFET的耐压选12V档就可以了。而占空比变化大的我们就得选20V甚至30V的MOSFET，大家对比一下，12V的MOSFET会比20V的MOSFET的导通电阻小很多！正是基于这样一种思维，美国业界工程师先后搞出了多个复合电路拓朴。 第一家申请专利的是美国SynQor公司，它的电路为Buck加上双组交互forward组合技术。第一级是同步整流的Buck电路，将较高的输入电压（

20、3675V）降至某一中间值如26V。控制两管占空比在3060%工作。第二级为两组交互forward电路。各工作在50%占空比，而且两者输出相位相差180刚好互补。变压器仅为隔离使用,其磁密和电密都处在最佳状态。Buck级只要输出滤波电感，而forward级在整流后只要输出滤波电容。如此情况下SynQor产品获得了92%以上的转换效率。下面给出其电路，其控制IC就是我们熟知的UCC3843。它利用一颗IC巧妙地控制了上述全部功能。 第二家申请专利的是美国国家半导体公司，它的电路为Buck加上一组对称拓朴（推挽、半桥、全桥）。第一级与SynQor公司相同，而第二级则为对称型电路拓朴。这样就可方便地

21、实现ZVS,ZCS同步整流，它的同步整流不仅是ZVS,ZCS软开关的，而且是最大占空比条件下的同步整流。如此情况下，它获得了94%的转换效率。限于两级交联其效率毕竟为两级的乘积，因此这种方式的最高效率还是受到限制。 国家半导体公司给出的控制IC是当今最新颖独特的。首先它无需起动电路。可直接接100V以下高压。其次它驱动Buck电路的电平位移电路也做在IC内部。然后还同步地给出第二级的双路输出驱动。可直接驱动推挽电路，或加上驱动器IC驱动半桥或全桥电路，二次侧反馈的光耦可直接接至IC。此IC即今年刚问世的LM5041。 以上两种电路拓朴由于二次占空比不变还很适合多路输出。复合电路拓朴中还有一个新

22、的发明就是推挽电路二次侧同步整流之后再加上Buck电路以实现多输出。采用一颗UCC3895再加上几个门电路形成了一个革命性的变革组合。其电路如下。这是一个很奇妙的思维及组合，其推挽及同步整流也都是处在最大占空比之下工作的，但电压却在变化着。 在开关电源中普遍应用高频铁氧体磁芯，作为变压器和电感，由于铁氧体固有的磁滞特性，使得我们在设计所有各类电路拓朴时都不得不面对这个问题。在此之前绝大多数电路的做法都是用R、C、D网络将该部分磁能消耗掉，对变换器效率有几个百分点的影响。由于还有比它损耗比例更大的部位，所以注意力并没有放在此处。然而到了转换效率升至90%以上时，这种做法就绝对不可以了。从现在DC

23、/DC工程化的产品来看，由于增加半导体器材（如MOSET、驱动IC等）是易如反掌的事。因此多数电路拓朴选用的是全桥电路拓朴及双晶体管正激电路。这两个电路是能使磁芯自动复位的最佳拓朴。对全桥电路与四个MOSFET并接上四个肖特基二极管即可，当对角线MOSFET同时关断时，变压器初级绕组励磁电感中的能量可自动地通过另两个二极管回馈至供电电源。如果工作频率不高，或选用了具快恢复性能体二极管的MOSFET，就可以省掉这四支肖特基二极管。这很适合100W以上的大功率DC/DC。而对于100W以下的DC/DC则多选双晶体管正激电路。它的复位原理已人尽皆知，唯一的不足就是最大只有50%的占空比。对小功率的f

24、orward电路近年来开发出一个谐振式自动复位电路。用了几个无源元件就能基本无损耗地将磁芯复位，其不足点也是最大占空比仅有50%，此外就是主功率MOSFET的耐压要提升约30%。 目前，美国几家高级DC/DC制造商已经在高功率密度的DC/DC中使用了小型微处理器的技术。首先它可以取代很多模拟电路，减少了模拟元件的数量，它可以取代窗口比较器 、检测器、锁存器等完成电源的起动、过压保护、欠压锁定、过流保护、短路保护及过热保护等功能。由于这些功能都是依靠改变在微控制器上运行的微程序。所以技术容易保密。此外，改变微控制器的微程序还可以适应同一印板生产多品种DC/DC的要求，简化了器材准备、生产管理等的

25、复杂工作。由于它是数字化管理，它的保护功能及控制功能比采用模拟电路要精密得多，有了它还可以解决多个模块并联工作的排序和均流问题。 第二代微控制器控制的DC/DC还没有将典型的开关电源进行全面的数字闭环控制，但是已经没有PWM IC出现在电路中,一个小型MCU参与DC/DC的整个闭环控制。但PWM部分仍是模拟控制，现在,采用DSP数字信号处理器参与脉宽调制，最大、最小占空比控制、频率设置、降频升频控制、输出电压的调节等工作,以及全部保护功能的DC/DC变换器已经问世。这就是使用TI公司的TSM320L2810控制的开关电源,是全数字化的电源,这时DC/DC的数字化进程就真正地实现了。（三）论文主

26、要任务结合所写知识查阅相关书籍资料确立设计原理图，并进行解说分析原理图，讲述开关电源的工作过程及其的工作原理，然后画出PCB图。二、开关电源设计（一）工作原理 是指调整管在工作在开关方式，即导通和截止状态的稳压电源。开关电源的核心部分是一个直流变换器，在电路状态下就是直流变换电路。利用直流变换电路可以把一种直流电压变成极性、数值不同的多种直流电压。如图2.1所示，为开关电源的核心部分.，直流变换电路中的降压直流变换电路。图中开关T是各种开关元件，VD是续流二极管，其开关速度与T同等级，常用快速恢复二极管。L、C分别为滤波电感电容，组成低通滤波器，R为负载。为简化分析，作如下假设:T、VD是无损

27、耗的理想开关，输入直流电源Ud是理想电压源，其内阻为零，L、C中损耗可忽略，R为理想负载。 图2.1 降压变换电路及其波形图 在图2.1（a）所示电路中，触发脉冲在t=0是，使开关T导通，在ton 导通期间电感L中有电流流过，且二极管VD反向偏置，导致电感两端呈现正电压uL=Ud-uo,在该电压作用下，电感中的电流iL线性增加，其等效电路如2.1（b）所示。当触发脉冲在t=DTS时uL= -uo,电感L中的电流iL线性衰减，其等效电路图2.1（C）所示，各点量的波形图如2.1（d）所示。 由波形图2.1（d）可以计算输出电压的平均值为 （2-1）上式公式中Ud为输入直流电压，因为D是01之间变

28、化系数，因此在D变化的范围内，输出电压Uo总是下雨输入电压Ud，输出功率等于输入功率，即 即 （2-2）因此，输入电流Id与负载电流Io的关系为 （2-3）降压变换电路有两种可能的运行情况：电感电流连续模式和电感电流模式。电感电流连续是指如图2.1（a）所示的电路中，电感电流在整个开关周期Ts中都存在，如图2.2（a）所示；电感电流是指在开关管T断开的toff期间后期内，输出电感的电流已降为零，如图2.2（c）所示，处于这两种工作情况的临界点称为电感电流临界连续状态。这时在开关管阻断期结束时，电感电流刚好降为零，如图2.2（b）所示。电感中的电流iL是否连续取决于开关频率、滤波电感L和电容C的

29、数值。 图2.2 电感电流波形图在ton期间，开关T导通，根据等效电路图2.1（b），可以得出电感上的电压为 在这期间由于电感L和电容C无损耗，因此iL从 I1线性增长至I2，上式可以写成 (2-4)式中， IL=I2-I1为电感上电流的变化量，Uo为输出电压平均值。 在toff期间，T关断，VD导通续流。依据假设条件，电感中的电流iL从I2线性下降到I1，则有 （2-5）根据式（2-4）。（2-5）可求出开关周期Ts为 (2-6)由上式可求出 （2-7） 式中，IL为流过电感电流的峰-峰差值，最大为I2最小为I1。电感电流奏起内的平均值与负载电流Io相等，即 (2-8)将式（2-6）、（2-

30、7）同时代入关系IL=I2-I1，可得 (2-9)当电感电流临界状态时，应有I1=0，将此关系代入式（2-8）中可求出维持电流临界连续的电感值Lo为 （2-10）电感电流临界连续时的负载电流平均值为 （2-11）很明显，临界负载电流Iok与输入电压Ud、电感L、开关频率f以及开关管T的占空比D度有关。开关频率f越高、电感L越大、Iok越小，越容易实现电感电流连续给你做情况。当实际负载电流IoIok时，电感电流连续如图2.2（a）所示。当实际负载电流Io=Iok时，电感电流处于临界连续(有断流临界点)，如图2.2（b）所示。当实际负载电流IoIok时，电感电流断流，如图2.2（c）所示。在降压变

31、换电路中，如果滤波电容C的容量足够大，则输出电压Uo为常数，然而在电容C为有限值的情况下，直流输出电压将会有纹波成分。假定iL中多有波纹分量都流过电容，而其平均分量都流过负载电阻。在图2.1（d）iL的波形中当iLIL时，C被充电。因为流过电容的电流在一周期内的平均值为零，那么在Ts/2时间内电容充电或放电的电荷量可用波形图中阴影面积来表示，即 (2-12)波纹电压的峰-峰值Uo为 代入式（2-12）得 考虑到式（2-7）有 （2-13）所以电流连续时的电压纹波系数为 （2-14）式中， 是降压变换电路的开关频率；是电路的截止频率。它表明通过选择合适的L、C的值，当满足时，可以限制输出纹波电压

32、的大小，而且波纹电压的大小与负载无关。在开关稳压电源中晶体管致关重要，晶体管的性能好坏直接最影响到开关稳压电源的输出电压的质量；所以我们要选择合适的晶体管来保证输出电压的质量，下面将对性能较好的IGBT进行分析。绝缘栅双极型晶体管（Insulated Gate Bipolar Transistor）简称IGBT，它将MOSFET的GTR的优点集于一身，具有输入阻抗高、速度快，热稳定性好和驱动电路简单的特点，又具有通态电压低、耐压高和承受电流大等优点，因此发展迅速，备受青睐。IGBT有取代MOSFET的GTR的趋势。由于它的等效结构具有晶体管模式，因此被称为绝缘栅双极型晶体管。IGBT于1982

33、年开始研制，1986年投产，是发展最快、使用最广泛的一种混合型器件。目前IGBT产品已系列化，最大电流容量1800A，最高电压等级达4500V，工作频率达50kHz。IGBT综合了MOSFET、GTR和GTO的优点，其导通电阻是同一耐压规格的功率MOSFET的1/10。在电机控制、中频电源、各种开关电源以及其他高速低损耗的中小功率领域中得到广泛的应用。IGBT的结构是在P-MOSFET结构的基础上作了相应的改善，相当于一个P-MOSFET驱动的厚基区GTR，其简化等效电路如图2.3所示，电气符号如图2.4所示。IGBT有三个电极，分别是集电极C、发射极E和栅极G。在应用电路中，IGBT的C接电

34、源正极，E接电源负极。它的导通和关断由栅极电压来控制。栅极施以正向电压时,P-MOSFET内形成沟道，为PNP型的晶体管提供基极电流，从而使IGBT导通。此时，从P区注入到N区的空穴（少数载流子）对N区进行电导调制，减少N区的电阻，使高耐压的IGBT也具有低的通态压降。在栅极上施以负电压时，P-MOSFET内的沟道消失，PNP晶体管的基极电流被城切断，IGBT关断。由此可知，IGBT的导通原理与P-MOSFET相同图2.3 IGBT的简化等效电路 图2.4 IGBT的图形符号 开关电源中，变换电路起着主要的调节稳压作用，这是通过调节功率开关管的占空比来实现的。设开关管的开关周期为T，在一个周期

35、内导通时间为ton,则占空定义为D=ton/t0在开关电源中，改变占空比的控制方式有两种，即脉冲宽度调制(PWM)和脉冲频率调制。在脉冲宽度控制中，保持开关频率开关周期不变，通过改变ton来改变占空比D，从而达到改变输出电压的目的，即D越大，滤波后输出电压也就越大；D越小，滤波后输出电压越小，如图2.5所示。 为何要采用PWM控制，因为频率控制方式中，保持导通时间ton不变，通过改变频率（即开关周期T）而达到改变占空比的一种控制方式。由于频率控制方式的工作频率是变化的，造成后续电路滤波器的设计比较难。因此采用PWM控制。(二)开关电源电路如图2.6所示，为开关电源工作过程的电路方框图，当输入经

36、变压器降压后的经整流二极管整流桥后变为直流电压，由于PWM发生器自带基准电压，直接调节PWM发生器的PWM波就能控制电路开关元件GTBT的导通和关断时间比（即调节脉冲宽度）来控制电压的大小和频率。然后经滤波电路后得到相应的稳定的输出电压。 如图2.7为设计的主电路降压变换电路，该型的开关电源将Vin变换成0V0Vin的稳定输出电压所以叫降压开关电源。Vin电源使用变压器将220V的工频交流电降压到规定的电压。IGBT为电路开关管，其C极接Vin，G极接控制信号，R为负载。在一个开关周期中，首先，在控制电路作用下IGBT导通，二极管VD受反向偏置而截止，流过经IGBT，电感L，电容C和负载。电感

37、电流持续上升，电感储能增加，能量传送到电感并储存在电感中；第二阶段，控制信号使IGBT截止，切断电源与电感元件的连接，于是电感产生电感电动势使得电流维持原来的流向，使二极管VD正向导通，为电感电流提供通路，电流由电感L流向电容C和负载，电感电流随时间下降，能量由电感流向负载。经电感L，电容C滤波，在负载R上可以得到脉动很小的电压。 图2.8 SG3525集成PWM信号发生器图中调节W1可以改变PWM信号发生器的信号频率。SD3525振荡器频率有7、6、5号脚的值决定，7号脚给电容C1进行冲电在经W1调节电流的大小经6号脚的接入SG3525内部的振荡器与5号定时电容脚6号脚定时电阻接入放大器进入

38、PWM储存器，最后调节输出给A、B路信号输出。调节W2可以改变PWM信号发生器的的信号宽度。调节给定信号的电流大小经比较放大后计入PWM储存器，最后调节输出给A、B路信号输出。在经1N4148单相导通抛除VCC的干扰导通9013形成一个从SG3525处理的PWM波形的输出。 SG3525的管脚功能如下：脚：误差放大器的反向输入端；脚：误差放大器的同向输入端；脚：振荡器外接同步信号输入端；脚：振荡器输出端；脚：振荡器定时电容接入端；脚：振荡器定时电阻接入端；脚：振荡器放电端；脚：软启动端，外接软启动电容，该电容由内部Uref的100uF恒流源充电；脚：补偿信号输入端；脚：外部关断信号输入端，当该

39、脚为高电平时，输出驱动脉冲信号被封锁，该脚主要用于故障保护；脚：A路驱动信号输出；脚：接地；脚：输出级偏置电压接入端；脚：B路驱动信号输出；脚：电源，其范围为835V;脚：内部+5其准电压输出。 在之前的主电路和控制电路分析中都有驱动电路的身影，下面我们对其功能进行分析。首先我们对IGBT专用集成驱动进行了解，EXB系列为IGBT专用集成驱动模块是日本富士公司出品的；它们性能好，可靠性高，体积小，得到了广泛的应用。EXB850、EXB851是标准型，EXB840、EXB841是高速型，它们的内部框图如图2.10所示，EXB系列驱动器管脚功能如下：脚：连接用于反向偏置的滤波电容器；脚：电源（+2

40、0V）;脚：驱动输出；脚：用于连接外部电容器，以防止过流保护电路误动作（绝大部分场合不需要电容器）脚：过流保护输出；脚：集电极电压监视；脚：不接；脚：不接；脚：电源（0V）;脚：不接；脚：不接；14脚：驱动信号输入（-）15脚：驱动信号输入（+） 图2.10 EXB841驱动模块框图如图2.11是集成驱动器的应用电路，它能驱动150A/600V、 75A/1200V、 400A/600V和300A/1200V的IGBT模块。EXB850和EXB851的驱动延迟4s,因此适用于频率高达10kHz的开关操作。EXB840和EXB841的驱动信号延迟1s.适用于高达40kHz开关操作。 图2.11

41、集成驱动器的应用电路 单有驱动有实现应用中还不行，必须有保护电路和驱动电路一起使用才能给开关管IGBT一个安全稳定的驱动信号；开关稳压电源才能更好地提供可靠的电压输出。所以保护电路的可靠性直接影响开关稳压电源的性能好坏，我们将对保护电路进行分析。如图2.12所示，保护电路主要由图中的4N35 、EAB841 和上面提到的SG3525共同构成保护回路。工作原理如下：电源+5V加在4N35的5号引脚4号引脚接地，在EAB841的6号引脚（集电极电压监视）没有监视到IGBT的集电极有过流现象时4号引脚为高电平；4N35的2号引脚电平高低和EAB841的4号引脚的电平是一样的，而4N35的1号引脚接的

42、是电源+20V因此1、2号引脚都为高电平所经4N35不工作也就是4、5号引脚不能导通电源+5V就不能与地连接，SG3525的10号引脚（当该脚为高电平时，输出驱动脉冲信号被封锁）也接地在没有与高电平连接时SG3525不关闭将继续工作。当EXB841的6号引脚监视到IGBT的集电极有过流现象时4号引脚为低电平时，4N35的2号引脚也为低电平1号引脚为高电平，4N35开始工作经光耦合输出（4号引脚为输出端电平等于5号引的的电平）高电平到地，同样与地连接的SG3525的10号引脚便与高电平相接SG3525就马上关闭停止工作驱动电路就失去信号；随着驱动电路的输入信号消失输出信号也就不存在，IGBT没有

43、了驱动信号便截止电源输出电压就为零；这样IGBT就不会因电流过大而烧坏同时，也起到防止输出负载短路将整个电路烧坏。当导致电流过大的故障排除后我们要让电路重新工作必须让电路复位，图中的复位键的功能就是为此设计的。工作原理如下：当我们将故障排除后给电路通电在没有按下复位键CD4030BE的RS触发器逻辑电路（参考电子技术）中的R引脚得到低电平，而S引脚接地为低电平所以Q输出也为低电平；Q输出的低电平接入74LS00的一个与门电路的1号引脚，所以与门的1号引脚为低电平而2号引脚接的是触发电路SG3525的输出信号（矩形波）有时为高电平有时为低电平，但任2号引脚的电平如何改变与门（74LS00）的3号

44、引脚（与门输出端）都为低电平；触发电路SG3525的输出信号无法进入EXB841就没驱动信号输出IGBT也就不能导通。EXB841的6号引脚就没监视到IGBT的集电极有过流现象，SN35就不会有所动作触发电路SG3525仍然续继工作。这样在没有按下复位键的情况下电路中的触发电路SG3525、驱动电路EXB841和IGBT（主电路）就像是被隔开一样无法正常连接起来运行，在这时我们只要按下复位键它便能正常运行。当按下复位键CD4030BE的RS触发器逻辑电路中的R引脚得到高电平，而S引脚接地为低电平所以Q输出也为高电平并保持高电平状态；Q输出的低电平接入74LS00的与门电路的1号引脚，所以与门的

45、1号引脚为高电平而2号引脚接的是触发电路SG3525的输出信号（矩形波）有时为高电平有时为低电平，当2号引脚的电平为高电平时与门（74LS00）的3号引脚为高电平，当2号引脚的电平为低电平时与门（74LS00）的3号引脚也为低电平；由此可知与门（74LS00）的输出电平变化与触发电路SG3525的输出信号一致，这样驱动电路便得到了一个和触发电路SG3525的输出信号一样的矩形方波；在驱动电路的驱动下IGBT有规律的导通和关断，主电路正常运行同时EXB841的6号引脚对IGBT的集电极进行监视若没有过流现象过流保护电路不会动作。这样保护电路随时对电路进行监视保护，从而提高电源的安全可靠性 IGB

46、T开关管驱动及保护电路三开关电源的PCB电视机带给人影像世界的精彩，收音机带给人声音的享受， 带给人的便捷，汽车，轮船，飞机，航空航天；其能够简便自动化的使用控制来源与各个或大或小的电路板，随着世界的发展，经济、简单、方便就是发展趋势，集成电路板就是命脉。当设计好电路图后打开DXP，创建一个PCB项目在项目下建立PCB原理图保存完后进行画图当画好图使用文档的网络表进行检查，检查完整无错误建立一个PCB文件并进行保存，然后点击菜单栏设计在点击Update PCB Document PCBxxx（XXX为命名的PCB文件）然后会弹出一个询问框点击YES，然后点继续，当弹出工程变化订单后点击左下脚的执行变化就会切换到PCB文件在上面出现的是PCB原理图的各个元件封装，排好板，然后点菜单栏的自动布线就完成啦。2. Protel DXP 2004中的系统工具箱和元件简介（1）整合式的元件与元件库 在Protel DXP 20