交流调速技术：学习指导(第三章)(共28页)

1、轨道交通学院授课计划副页PAGE PAGE - 85 -学习(xux)指导（详解）第3章 脉宽调制(PWM)控制(kngzh)技术(jsh)3.1 PWM型变频器的工作原理1、脉宽调制概念脉宽调制是用脉冲宽度不等的一系列矩形脉冲去逼近一个所需要的电压或电流信号。2、PWM型变频器的基本控制方式（1）“”波调制法如图3-1，三角波调制法利用三角波电压与参考电压（通常为正弦波）相比较，以确定各分段矩形脉冲的宽度，从而得到所需要的PWM脉冲。图3-1 “”调制法原理 “”波调制法的电路原理如图3-1a所示，在电压比较器A的两输入端分别输入正弦波参考电压和三角波电压，在A的输出端便得到PWM调制电压脉

2、冲。PWM脉冲宽度的确定可由图3-1b看出。由于和分别接至电压比较器A的“-” 和“+”输入端，显然当时，输出为低电平。图3-1b中与的交点之间的距离随参考电压的大小而变，而该交点之间的距离决定了电压比较器输出电压脉冲的宽度，因而可得到幅值相等而脉冲宽度不等的PWM电压信号。 （2）控制方式从三角波电压(diny)与参考电压的频率来看， PWM控制方式可分为(fn wi)同步式、异步式和分段同步式。A、同步控制方式(fngsh) 三角波电压的频率与参考电压的频率（即逆变器的输出频率）之比/=常数时称为同步控制方式。同步控制方式在逆变器输出电压每个周期内所采用的三角波电压数目是固定的，因而所产生

3、的脉冲数是一定的。其优点是在逆变器输出频率变化的整个范围内，皆可保持输出波形的正、负半波完全对称，只有奇次谐波存在。而且能严格保证逆变器输出三相波形之间具有120相位移的对称关系。然而，同步控制方式的一个严重缺点是：当逆变器低频输出时，每个周期内的PWM脉冲数过少，低次谐波分量较大，使负载电动机产生转矩脉动和噪声。B、异步控制方式异步控制方式采用的是固定不变的三角载波频率。低速运行十，逆变器输出电压每个周期内的脉冲数相应增多，因而可减少负载电动机的转矩脉动和噪声，使调速系统具有良好的低频特性。然而，异步控制方式也有其缺点：由于三角波调制频率为定值，当参考电压频率连续变化时，则难以保证/为一整数

4、，特别是能被3整除的数，因而不能保证逆变器输出正负半波以及三相之间的严格对称关系，将会导致负载电动机运行的不够平稳。C、分段同步控制方式在低频运行时，使三角载波与参考波的频率比/有级的增大，在有级的改变逆变器输出电压半波内PWM脉冲数目的同时，仍保持其半波和三角对称关系，从而改善了系统的低频运行特性，并可消除由于逆变器输出电压波形不对称所产生的不良影响。采用分段同步控制方式(fngsh)，需要增加调制脉冲切换电路，从而增加了控制电路的复杂性。3、简单(jindn)的PWM型变频器工作(gngzu)原理 单相逆变器的主电路如图3-2。波形如图3-3。图3-2 单相逆变器（0为直流电源的理论中心点

5、）图3-3 电路的波形PWM控制方式通过改变电力晶体管VT1、VT4和VT2，VT3交替导通的时间来改变逆变器输出波形的频率；改变每半周期内VT1、VT4或VT2，VT3开关器件的通、断时间比，即通过改变脉冲宽度来改变逆变器输出电压幅值的大小。如果使开关器件在半个周期内反复通断多次，并使每个输出矩形脉冲波电压下的面积接近于对应正弦波电压下的面积，则逆变器输出电压就将很接近基波电压，高次谐波电压将大大减少。若采用快速开关电器，使逆变器输出脉冲数增多，即使输出低频时，输出波形也是比较好的。所以PWM型逆变器特别适用于异步电动机变频调速的供电电源，实现平滑起动、停车和高效率宽范围调速。 4、单极性正

6、弦波PWM调制(tiozh)原理从调制(tiozh)脉冲的极性看，PWM又可分为单极性与双极性控制(kngzh)模式两种。产生单极性PWM模式的基本原理如图3-4所示。首先由同极性的三角波调制电压与参考电压比较（图3-4a），产生单极性的PWM脉冲（图3-4b）；然后将单极性的PWM脉冲信号与图3-4c所示的倒相信号相乘，从而得到正负半波对称的PWM脉冲信号，如图3-4d所示。5、双极性正弦波PWM调制原理双极性PWM控制模式采用的是正负交变的双极性三角载波与参考波，如图3-5所示，可通过与的比较直接得到的双极性的PWM脉冲，而不需要倒相电路。与单极性模式相比，双极性PWM模式控制电路和主电路

7、比较简单，然后对比图3-4与图3-5可看出，单极性PWM模式要比双极性PWM模式输出电压中高次谐波分量小得多，这是单极性模式的一个优点。图3-4 单极性PWM模式(msh)（单相） 图3-5 双极性PWM模式(msh)调制原理学习(xux)指导（详解）3.2 PWM的控制模式及实现为了减小谐波影响提高电机的运行性能，要求采用对称的三相正弦波电源为三相交流电电动机供电，因此，PWM逆变器采用正弦波作为参考信号。这种正弦波脉宽调制型逆变器称为SPWM逆变器。目前广泛应用的PWM型逆变器皆为SPWM逆变器。一、SPWM逆变器的同步(tngb)调制和异步调制定义(dngy)载波的频率fc与调制(tio

8、zh)波频率fr之比为载波比N，即N=fc / fr 。视载波比的变换与否有同步调制与异步调制之分。1. 同步调制在同步调制方式中，N=常数，变频时三角载波的频率与正弦调制波的频率同步变化，因而逆变器输出电压半波内的矩形脉冲数是固定不变的。如果取N等于3的倍数，则同步调制能够保证逆变器输出波形的正、负半波始终保持对称，且能严格保证三相输出波形间具有互差120的对称关系。当输出频率很低时，由于相邻两脉冲间的间距增大，谐波会显著增大，使负载电机产生较大的脉动转矩和较强的噪声，这是同步调制方式的主要缺点。2. 异步调制为了消除上述同步调制的缺点，可以异步调制方式。顾名思义，异步调制中，在逆变器的整个

9、变频范围内，载波比N是不等于常数的。一般在改变参考信号频率fr时保持三角载波频率fc不变，因而提高了低频时的载波比。这样逆变器输出电压半波内的矩形脉冲数可随输出频率的降低而增加 ，相应地可以减少负载电机的转矩脉冲与噪声，改善了低频工作的特性。但是异步调制在改善低频工作的同时，又会失去同步调制的优点。当载波比随着输出频率的降低而连续变化时，势必使逆变器输出电压的波形及其相位都发生变化，很难保持三相输出间的对称关系，因而引起电动机工作的不平稳。为了扬长避短，可将同步和异步两种调制方式结合起来，因而就有了另一种分段调制方式的出现。3. 分段同步(tngb)调制在一定频率范围内，采用同步调制，保持输出

10、波形(b xn)对称的优点。当频率降低较多时，使载波比分段有级的增加，又采纳了异步调制的长处。这就是分段同步调制方式。具体的说，把逆变器整个变频范围分成若干频段，在每个频段内斗维持载波比N的恒定，对不同(b tn)的频段取不同的N值，频率低时N取大一些，一般按等级比数安排。二、SPWM的控制模式及其实现实现SPWM的控制方式有三类，一是采用模拟电路，二是采用数字电路，三是采用模拟与数字电路相结合的控制方式。采用模拟电路元件实现SPWM控制的原理示意图，如图4-4a所示，首先由模拟元件构成的三角波和正弦波发生器分别产生三角载波信号u和正弦波参考信号uR，然后送入电压比较器，产生SPWM脉冲序列。

11、这种采用模拟电路调制方式的优点是完成u与uR信号的比较和确定脉冲宽度所用的时间短，几乎是瞬间完成的，不像数字电路采用软件计算需要一定的时间。然而，这种方法的缺点是所需硬件较多，而且不够灵活，改变参数和调试比较麻烦。采用数字电路的SPWM逆变器，可采用以软件为基础的控制模式。其优点是所需硬件少，灵活性好和智能性强，缺点是需要通过计算确定SPWM的脉冲宽度，有一定的延时和响应时间。然而，随着高速度/高精度多功能微处理器/微控制器和SPWM专用芯片的发展，采用微机控制的数字化SPWM技术已占当今PWM逆变器的主导地位。微机控制的SPWM控制模式有多种，常用的有以下两种：1. 自然(zrn)取样法 该

12、法与采用模拟(mn)电路由硬件自然确定SPWM脉冲(michng)宽度的方法相类似，故称之自然取样法。然而微机是采用计算的办法寻找三角载波u与参考正弦波uR的交点从而确定SPWM脉冲宽度的。由图3-6看出，只要通过对u和uR的数字表达式联立求解，找出其交点对应的时刻t0、t1、t2、t3、t4 便可确定相应SPWM的脉冲宽度。虽然微机具有复杂的运算功能，但需要一定的时间，而SPWM逆变器的输出需要适时控制，因此没有充分的时间支联立求解方程准确计算u和uR的交点。一般实际采用的方法是，先将在参考正弦四分之一周期内各时刻的u和uR值算好，以表格形式存在计算机内，以后需要计算某时刻的u和uR值时，不

13、用临时计算而采用查表的方法很快得到。由于波形对称，仅需知道参考正弦波四分之一周期的u和uR值就可以了，在一个周期内其他时刻的值可由对称关系求得。u和uR波形的交点求法可采用逐次逼近的数值解法，即规定一个允许误差，通过修改ti值，当满足u（ti）-uR（ti）时，则认为找到了u和uR波形的一个交点。根据求得的t0、t1、t2值便可确定SPWM的脉冲宽度。采用上述方式，虽然可以较准确的确定u和图3-6 自然取样法SPWM模式计算uR的交点，但计算工作量较大，特别是当变频范围较大时，需要事先对各种频率下的u和uR值计算列表，将占用大量的内存空间。因而只有在某一变化不大的范围内变频调速时，采用此法才较

14、可行。为了简化计算工作量，可采用下述规则取样法。2对称规则取样法如图3-7所示，按自然(zrn)取样法求得的u和uR的交点(jiodin)为A和B，对应(duyng)的SPWM脉宽为t2。为了简化计算，采用近似的求u和uR交点的方图3-7 规则取样法PWM调制模式法。通过两个三角波峰之间中线与uR的交点M作水平与两个三角波分别交于A和B点。由交点A和B确定SPWM脉宽为t2，显然，t2与t2数值相近。只是两脉冲相差了一个很小的t时间。规则取样法就是用u和uR近似交点A和B代替实际的交点A和B，用以确定SPWM脉冲信号。这种方法虽然有一定的误差，但却大大减小了计算工作量。由图3-7可很容易的求出

15、规则取样法的计算公式。设三角波和正弦波的幅值分别为um和usm，周期分别为T和Ts，脉宽t2和间隙时间t1及t3可由下列公式计算：= （3-1） = （3-2）由公式（4-1）和（4-2）可很快的求出t1和t2值，进而确定相应的SPWM脉冲宽度。具体计算也可采用查表法，仅需对值列表存放即可。另外还有非对称规则取样法（又称阶梯法），其原理可参阅有关资料。学习(xux)指导（详解）3.3 具有消除(xioch)谐波功能的SPWM控制(kngzh)模式的优化SPWM逆变器中采用正弦波作为参考波，虽然在逆变器的输出电压和电流中基波占有主要成分，但仍存在一系列高次谐波分量。如果不使其含有次数较低的谐波分

16、量，则需要提高三角波的频率。然而载波频率的提高将增加功率元件的开关次数和开关损耗，提高了对功率元件和控制电路的要求。最好的办法是在不增加载波频率的情况下能消除所不希望的谐波分量。所谓PWM控制模式的优化就是指可消除谐波分量的PWM控制方式。近二十多年来，人们对各种优化方法做了大量的工作。在此仅对PWM控制模式优化的基本思路作一简单介绍。一、两电平(din pn)PWM逆变器消除谐波(xi b)的一般方法图3-8 单相PWM逆变器原理接线图多相(du xin)PWM逆变器是由单相PWM逆变器构成的，其PWM控制模式的机理是相同的。为了简单明了，下面以单相PWM逆变器为例，说明通过PWM控制模式优

17、化消除给定次数谐波分量的方法。单相PWM逆变器的原理示意图如图3-8所示，其中功率开关元件用开关S1、S1、S2和S2表示。为了防止电源短路，显然不允许S1与S1或S2与S2同时接通，而需要采用互补控制，因此仅分析S1和S2的通断状态即可。如果用以1和0分别表示一个开关的接通和断开状态，则S1S2的可能操作方式为00，01，10和11。可实际采用的只有两种PWM控制模式： （1）S1S2采用10和01控制方式构成两电平PWM逆变器，由图可看出，S1S2为10时负载电压uL=Ud，而S1S2为01时uL=-Ud，仅有两种电平。（2）S1S2采用10，00，01三种控制方式时构成三电平PWM逆变器

18、，因为除了10和01对应的两电平外，还多出了一个00状态对应的零电平。由于两电平和三电平PWM逆变器输出电压波形不同，含有的谐波分量有所不同。故需要分别分析。下面先分析两电平PWM逆变器的谐波消除方法。如图4-9所示，假定两电平PWM逆变器输出电压波形具有基波四分之一周期对称关系，显然，如将该PWM脉冲电压序列展成傅氏级数，则仅含奇次谐波分量。负载电压uL可表示各次谐波电压之和，即 （3-3）式中，为次谐波(xi b)电压幅值；为电压(diny)脉冲前沿或后沿与坐标(zubio)的交点，以电角度表示；N为在90范围内的个数。理论上讲，欲想消除第次谐波分量，只要令式（3-3）中的=0，从而解出相

19、应的值即可。然而，由式（3-3）可看出，未知数的个数有N个，需要有N个方程联立求解。为此可同时令N个谐波次数的电压为0，通过优化值消除N个谐波分量。显然，如果想消除的谐波次数少一些，则选取的N值也可少一些。反之，要想消除的谐波次数多一些，则必须选取PWM脉冲的个数也要多一些。下面举例说明值的具体求解方法。图3-9 两电平PWM逆变器的输出电压波形（1）消除5次和7次谐波一般采用星形接线的三相对称电源供电的交流电机，相电流中不包含三的倍数次谐波。故在PWM与调制是可不必考虑消除3次谐波。如前所述，对电机调速性能影响最大的是5次和7次谐波，因此应列为需要首先消除的谐波。如仅想消除5 次和7次谐波，

20、可选用N=2，仅需求解二个联立方程。令和为0，由式可得下述联立方程。 （3-4）由于(yuy)是超越方程，直接联立求解有一定的困难，可采用数值(shz)解法，设定值，分别(fnbi)由式（3-4）计算出函数关系和，然后根据和曲线的交点，可求得和值，如图3-10所示。由上述方式求图3-10 和的数值解法得的值为=，=，相应的PWM逆变器的输出波形如图3-11所示。图3-11 可消除5次、7次谐波分量的PWM调制模式（2）消除5、7、11和13次谐波，除了5，7次谐波外，11和13次谐波对调速性能的影响也较大，故也希望尽可能与5，7次谐波同时消除。如在基波的1/4周期（90）范围嫩增加一个脉冲，即

21、有四个未知值（k=4），则可同时消除5、7、11和13次谐波。令、和皆为0，由式（4-3）可得下述联立方程： （3-5）解上述四个超越联立方程比较困难，一般需采用数值(shz)法求解值法求解，首先假定、和值，代入上述(shngsh)方程，如不满足对进行修正，通过(tnggu)迭代逐渐逼近真值。二、三电平PWM逆变器消除谐波的方法图3-8所示PWM逆变器当S1、S2采用10、00、01开关模式时，则逆变器输出电压具有三种电平，其输出PWM波形如图4-12所示。图3-12 三电平PWM逆变器的输出电压波形将图3-12所示电压波形展开傅氏级数，显然也仅包含奇次谐波的电压幅值为 （3-6）式中，N为在

22、1/4周期(zhuq)（90）内脉冲前沿和后沿数；为脉冲前沿或后沿在轴上的坐标(zubio)。为消除(xioch)次谐波，可令，求解式（3-6）可得优化的值。如想同时消除5、7和11次谐波，则可取N=3，通过设、和为0，则可由式（3-6）求得、和。学习(xux)指导（详解(xin ji)）3.4 电流(dinli)跟踪型PWM逆变器的控制技术一、电流跟踪型PWM逆变器运行原理电流跟踪型PWM又称电流控制型电源PWM逆变器（CRPWM），它兼有电压型和电流型逆变器的优点：结构简单、工作可靠、响应快、谐波小，采用电流控制，可实现对电机定子相电流的在线自适应控制，特别适用于高性能的矢量控制系统。其中

23、滞环电流跟踪型PWM逆变器除上述特点外，还因其电流动态响应快，系统不受负载参数的影响，实现方便，而得到广泛的重视。滞环电流跟踪型SPWM逆变器的单相结构示意图如图3-13所示。图3-13 滞环电流跟踪型PWM单相结构示意图 ir为给定参考电流，是电流跟踪目标，当实际负载电流反馈值if与ir之差达到滞环上限值时，即if-ir，使VT2导通，VT1截止，负载电压为-E，负载电流if下降。当if与ir之差达到滞环下限值时，即if-ir-，使VT1导通，VT2截止，负载电压为+E，负载电流if上升。这样通过VT1，VT2的交替通断，使if-ir，实现if对ir的自动跟踪。如ir为正弦电流，则if也近似

24、为一正弦电流。图3-14 电压(diny)SPWM波形(b xn)的产生(chnshng)图3-14是滞环电流跟踪型逆变器通过反馈电流if与给定电流ir相比较产生输出PWM电压信号的波形图。可以看出，PWM脉冲频率（即功率管的开关频率）fT是变量，与下列因素有关：（1）fT与滞环宽成反比，滞环越宽，fT越低。 （2）逆变器电源电压E越大，负载电流上升（或下降）的速度越快，if到达滞环上限（或下限）的时间越短，因而fT随值E增大而增大。 （3）负载电感值L越大，电流的变化率dir/dt越小，if到达滞环上限（或下限）的时间越长，因而fT越小。 （4）fT与参考电流ir的变化率dir/dt有关，d

25、ir/dt越大，fr越小，这可由图3-14中看出，越接近ir的峰值，dir/dt越小，而PWM脉宽越小，即fT越大。 由以上分析可以看出，这种具有固定滞环宽度的电流跟踪型PWM逆变器存在一个问题，即在给定参考电流的一个周期内PWM脉冲频率差别很大，显然，在频率低的一段，电流的跟踪性差于频率高的一段。而参考电流的变化率接近于0时，功率开关管的工作频率增高，加剧了开关损耗，甚至超出功率器件的安全工作区。相反，PWM脉冲的频率过低也不好，因为(yn wi)会产生低次谐波，影响电机的性能。二、开关频率恒定的电流(dinli)跟踪型PWM控制技术如上所述，有固定滞环宽度的电流跟踪型PWM逆变器，功率元件

26、的开关频率变化过大，不仅会降低电流跟踪精度和产生谐波影响，而且不利于功率管的安全工作。最好能使逆变器的开关频率基本保持一定，这样便可以减小跟踪误差(wch)，降低谐波电流影响和提高逆变器的性能。由前面的分析可知，保持在参考电流ir的一个周期内功率元件开关频率fT恒定，唯一的办法是随着dir/dt的变化调整滞宽。改变滞宽使fT恒定，可以采用不同的控制方式。下面列举两种：（1）随着dir/dt变化调整滞环宽度使fT不变。 一种用模拟元件由dir/dt计算滞宽的电路示意图如图3-15所示。图3-15使用(shyng)dir/dt改变(gibin)滞宽保持(boch)fT恒定的原理电路图参考电流经微分

27、电路B求得dir/dt。然后根据电路参数由C计算响应的滞宽max和min，再由两选一电路D将max或min与ir-if一起送入滞环比较器E。两选一电路的控制可由滞环比较器输出电平自动选取。通过适当的选取电路参数，可实现滞环比较器输出PWM脉冲的频率基本不变。（2）在电流闭环中增设频率闭环使fT不变。 在常用的电流滞环中增加频率闭环使fT恒定的原理框图如图3-16所示。根据功率器件的类型、特性和逆变器的性能指标，可以确定最佳开关频率的给定信号fT*。右电流滞环输出测量的PWM脉冲信号频率经电压频率变换器f/V转换成电压信号fT*，将fT*- fT送入非线性开关调节器，调节器实时给出电流滞环宽度。

28、当fT* fT时，给出滞环宽min，使fT提高；反之，当fT* fT时，给出滞环宽max，使fT下降。图3-16 使用频率闭环使fT恒定的原理电路图学习(xux)指导（详解(xin ji)）3.5 PWM脉冲的生成(shn chn)方法对于PWM变频调速系统来说，显然PWM脉冲信号的产生是整个控制系统的核心部分。PWM脉冲控制信号的产生可分为模拟电路控制方式，数字电路控制方式和两种电路相结合的混合控制方式生成三类。一、模拟电路控制方式PWM控制信号产生电路的主要功能是根据给定的指令（如转速）和对调速特性的要求，通过对调速系统数学模型的解算，产生控制逆变器功率元件通断的PWM信号。由于所采用的数

29、学模型与控制机理不同，所采用的控制方式是多种多样的，如矢量（磁场定向）控制、直接转矩控制、变结构控制、模糊控制、神经元自适应控制等等。在此不可能对这些控制方法作论述，仅就参考信号确定之后，如何采用模拟电路具体产生PWM信号的方法作一分析。如前所述，产生PWM信号的基本和常用的一种方法是用三角载波对给定参考波进行调剂。假定所需要的参考电压的频率与幅值已经求出，对于SPWM逆变器，需要产生给定频率和幅值的正弦波和三角载波电压信号。如前所述，脉宽调制有同步方式和异步方式之分，它们各有优缺点，而最好的方式是分段同步式，即根据参考正弦波的频率变化范围分段选用同步方式，使三角载波频率为参考波的整数倍，以保

30、证PWM输出波形的对称。产生频率和幅值可控正弦波的方法有多种，这里不作介绍。在此只讨论如何实现分段同步控制。下面介绍一种采用锁相环产生分段同步控制三角载波的方法。分段同步控制三角载波(zib)产生电路原理如图示3-17所示。变频调速需要(xyo)给定的参考正弦波给整形电路变为方波后送入锁相环，与由3端输入的波形进行(jnxng)相位比较，其差值信号由13端输出经低通滤波由9端输入送至锁相环内部的V/f转换器产生由4端输出的矩形脉冲，经N分频变为3端输入信号。再次与14端信号相比，经反复调整，最后使3端输入信号的频率和相位与14端输入信号相等。此时由4端输出未经N分频的矩形脉冲经积分电路后可获得

31、产生PWM信号怕三角载波，三角载波的频率为参考正弦波频率的N倍。显然，通过改变分频值N可实现分段同步控制。图3-17 分段同步控制三角载波的产生 图3-18 可预置N分频器可变N值的分频电路可用在预置端的计数器来实现。如二N十进制减计数器MC14522B。其三级可预置分频电路如图3-18所示。每级的预置可通过D0D3端电平设置来实现，按高电平为1，低电平为0。所需要的分频数N值由三位十进制数组成。CR端高电平计数器清零，低电平计数。当LD端为高电平时将预定的分频值N值按置入各计数器。由CP端输入锁相环压频振荡器输出信号作为时钟脉冲进行减法计数，完成分频功能。当三级计数器均减至零时，由于末级的C

32、F接电高电压，故其变为高电平，随之第一级的CF和也变为高电平，由于第一级与各级LD相接，故又重新开始置数，致使计数器连续对输入脉冲进行分频。通过改变计数器的D0D3端子的电平可改变分频数N的设置。值得注意的是，虽然(surn)这里(zhl)只对PWM脉冲完全由模拟电路(dinl)生成做介绍，但总的发展趋势在向全数字化控制方向发展。二、数字电路控制方式采用数字控制方式时，调速系统数学模型的求解，各闭环控制调节器以及PWM控制信号的产生等功能全部由单片机或微处理器完成。下面简单介绍用于SPWM控制的专用芯片及微处理器。 1新型SPWM专用微处理器的主要性能 SPWM控制信号可用多种方法产生，然而，

33、近年来计算机技术的发展使人们倾向于用微处理器或单片机来合成SPWM信号。目前用单片机产生SPWM信号，通常是根据某种算法计算、查表、定时输出三相SPWM波形，再由外部硬件电路加延时和互锁变成六路信号。受运算速度和硬件所限，SPWM的调制频率以及系统动态响应速度都不是太高。在闭环控制变频调速系统中，采用一般的微处理器实现纯数字的速度和电流闭环控制是相当困难的。随着大规模集成电路（LSC）技术的发展，近来出现了多种新型用于电动机控制的专用单片微处理器。这些新型专用微处理器具有以下性能指标：（1）基本指令数，执行时间、内存容量及处理器的可读、写内存容量 为了(wi le)提高运算速度，几乎所有(su

34、yu)的新型微处理器的命令都采用“管线(gunxin)”（Pipe Line）方式。为了完成复杂的运算，这类微处理器皆具有乘、除法指令或带符号的乘、除法指令。此外，有的微处理器还备有便于进行矩阵运算的求积、和的指令。（2）中断功能及中断通信道数 为了对变频器及电动机的运行参数（如电压、电流、温度等）进行适时检测与故障保护，需要微处理器具有很强的中断功能与足够的中断通道数。（3）PWM波形生成硬件及调制范围 波形生成硬件单元可设定各种PWM调制方式，调制频率及死区时间，可实现的调制频率范围应能满足低噪音变频器和高输出频率的变频器的要求。（4）A/D接口 芯片应具有输入模拟信号（可用于电动机的电压

35、、电流信号，各种传感器的二次电信号以及外部的模拟量控制信号）的A/D转换接口，A/D转换器的字长一般为8位或10位。（5）通讯接口 芯片应备有用于外围通信的同步、异步串行接口的硬件或软件单元。2几种新型单片机微处理器简介 目前，具有代表性的新型PWM专用芯片是：美国英特尔（INTEL）公司的8196MC 系列，日本电气（NEC）公司的PD78336系列和日本日立公司的SH7000系列。下面重点介绍8C196MC的功能和特点，同时对三种芯片的主要性能指标作一对比分析。（1）8C196MC系列(xli) INTEL公司(n s)的8C196MC系列(xli)于1991年投放市场，有三种产品：无内部

36、ROM的80C196MC，备有16KB一次性写入内部ROM的83C196MC以及备有16KB可重复写内部ROM的87C196MC。8C196MC的引脚排列如图4-19所示。主要包括算术、逻辑运算部件RALU，寄存器集，内部A/D转换器，PWM发生器，事件处理阵列EPA，三相互补SPWM输出发生器以及看门狗、时钟和中断控制等电路。8C196MC寄存器阵列包括512个字节，分为低256和高256字节两部分。低256字节在RLU运算过程中可当作256个累加器使用，高256字节用作寄存器RAM，也可通过特有的窗口技术，将高256字节切换成具有累加器功能的256个字节。从而避免了一般单片机仅使用单个累加

37、器而产生的“瓶颈效应”，提高了运算速度。在16MHz晶振频率下，8C196MC完成16位乘以16位乘法，仅需1.75，完成32位除以16位的除法只要3.0。这对于实现控制系统的快速控制非常有利。图3-19 8C196MC结构原理图8C196MC最具特色的是它的三相（六路(li l)）互补SPWM输出功能(gngnng)，事件处理阵列EPA和外设服务(fw)功能PTS，下面分别作一简单介绍。SPWM波形输出三相SPWM波形三由U、V、W三个单相SPWM波形生成器构成的，其中一相（U相）电路的原理图如图4-20左图所示，它由脉宽发生，脉冲合成及保护电路等单元电路构成。脉宽发生单元则由三角调制波产生

38、、输出脉宽值设定以及脉宽比较和生成电路构成。为防止逆变器同一桥臂上下两个功率远见发生直通造成短路，该SPWM发生电路通过编程设置死区互锁时间td，如图3-20右图所示，使驱动同一桥臂上下两功率元件的SPWM脉冲信号u+和u-具有互补功能，且在u+和u- 电平切换时设置皆为高电平的死区时间td，以确保同一桥臂的上下功率元件不会同时导通。在16MHz晶振时，死区时间td的范围为0.125125s。三相互补SPWM波形发生器可通过P6口直接输出六路SPWM信号。每路驱动电流可达20mA。在使用16MHz晶振时，驱动信号频率可达8MHz。当出现外部过电流等故障中断信号时，保护电路立即封锁SPWM的输出

39、，并发出软件中中断请求，向CPU报告外部故障的发生。图3-20 SPWM波形(b xn)输出示意图事件处理阵列(zhn li)EPAEPA（Event Processor Array）相当于8096单片机的高速(o s)输入口HIS和高速输出HSO，但增强了功能。输入方式时可用于捕捉输入引脚的边沿跳变（上升沿，下降沿或任一种跳变），输出方式则可用于定时/计数器与设定常熟的比较。8C196MC四个相同的捕捉/比较模块和四个比较模块，可分别设置不同的工作方式。EPA有两个16位双向定时/计数器T1和T2。其中T1可工作在晶振时钟模式，用于直接处理光码输出的两路相位移为90的脉冲信号，这在速度闭环变

40、频调速系统中非常有用。外设处理服务功能PTSPTS（Periphral Transaction Server）是一种类似于DMA的并行处理方式，较少占用CPU时间，可用微指令码来代替中断服务程序，设置后可自动执行，不需要CPU干预。当采用数字电流环时，电流模拟量反馈信号经A/D转换变成数字量送入CPU，然后进行电流环计算需要较多的时间，不利于快速控制。如将A/D转换以PTS方式进行，除去PTS初始化需要很少的时间外，A/D转换由PTS自动控制完成，CPU可专门用于电流环的处理，从而提高了电流环的快速性。以上对8C196MC系列的功能和特点作了较详细的分析，对于PD78366和SH7034系列仅作简要介绍。为了便于对比分析，将三种微处理器系列的主要性能指标列入表3-1中。表3-1 三种(sn zhn)新型微处理器的主要性能比较8C196MCPD78366SH7034运算指令基本指