基于极点配置的LCL滤波并网逆变器电流控制策略

1、第38卷 第3期2014年2月10DOI:10.7500/AEPS201212131基于极点配置的LCL滤波并网逆变器电流控制策略(南京航空航天大学自动化学院,江苏省南京市210016)许津铭,谢少军,唐 婷摘要:LCL滤波并网逆变器具有良好的应用前景。针对其电流控制,文中在分析了传统的单进网电流闭环方案局限性的基础上,结合有源阻尼控制机理,提出了一种基于极点配置的进网电流控制思想。其内环为极点配置环路,外环为进网电流比例积分控制,可实现高带宽的电流控制。进一步提出内环配置两个极点为基波共轭极点,另两个极点为谐振频率处共轭极点的方案,实现谐振峰的有效抑制及基波频率处的高增益。分析并推演了其实现

2、方法,包括反馈的选择和参数设计。最后,详细分析了所述方案控制性能并给出了实验验证。关键词:并网逆变器;LCL滤波器;有源阻尼;谐振控制;极点配置;电流控制0 引言并网逆变技术是可再生能源分布式发电的关键技术之一。进网电流质量是其重要技术指标之一,各国针对进网电流的谐波含量提出了严格的要求。为抑制开关频率次谐波,LCL滤波器在电压源脉宽对电流控制技术提出了更高的要求。不同于L滤波器,在单进网电流闭环方案下,电容电流内环方案的参数设计方法,针对存在的少自由度现象提出了一种折中处理方案,但需在谐振抑制及动态响应之间折中,参数设计较为复杂且在动、稳态响应和鲁棒性方面仍显不足。因而,一种可以实现特征方程

3、全部极点自由配置的状态反馈法得14,16。虽然该方法无上述少自由到了广泛的关注1-3。相较于L调制(并网逆变器中成为首选PWM)滤波器,但其谐振现象LCL滤波器的滤波特性好,度的问题,但也难以兼顾稳态与动态特性,往往需重1418、复控制谐振控制等的辅助,且需要较多的传感器。针对上述问题,本文首先分析了滤波器谐振现象及单进网电流闭环控制方案下性能、参数设计的局限性,在此基础上提出了一种广义的基于极点配置的电流闭环控制思想,囊括了现有的电流控制方法,进一步提出通过内环将系统特征方程配置为四阶的新思路,提出的策略兼顾实现谐振频率处的有源阻尼和基波频率的谐振控制。然后从反馈选择及参数设计等方面,以传感

4、器较少、设计简单、性能优良为目标对其实现方法进行深入研究,形成一套简单高效的设计准则。文献从反馈控制机理的角度深入、系统地17分析了LCL滤波器的有源阻尼控制,为寻找新型控馈及电流调节器参数设计。虽然文献中讨论了11收稿日期:2012-12-18;修回日期:2013-04-17。撑计划资助项目(BE2010188)源阻尼方案多,但缺少系统性的分析,方法间比较孤立且少有涉及参数的优化设计。9-121314-16、电流电感电压多变量反馈的方案。11,15-16。虽然目前有其效果好且具有较好的鲁棒性6,型的精确性鲁棒性不足。另外一种方案利用附7-8、加的反馈控制实现阻尼,如基于电容电压电容1-2。文

5、献次谐波抑制在前向通路上附加零极5-6点改善了谐振频率处的响应,但其有效性依赖于模4。串联或系统带宽要设计得较低,否则产生谐振并联电阻可以抑制谐振,但不利于效率优化以及高1 控制方案的提出1.1 系统结构模型图1为单相LCL滤波并网逆变器(系统额定参,数见附录A表A1)由逆变器侧电感L1、滤波电容制方案、展开进一步研究打下了基础,但其仅讨论了可行的有源阻尼,未涉及电流闭环控制、有源阻尼反;究生科研创新计划资助项目(江苏省科技支CXZZ12_0153);国家自然科学基金资助项目(江苏省普通高校研51077070)其中Udc为直流母线电压,C1和网侧电感L2组成,uinv为逆变器桥臂中点输出电压,

6、ug为电网电压,iref为基准进网电流,采用单极性或者双um为调制波,。极性正弦脉宽调制(SPWM)952014,38(3)GPI(s)=kpkp=ai2(Ti=5)sw1(L1+L2)fsw2is+1Tis(3)(4)Fi图g.1 Single-1p hase单相LCLLCL-filtered滤波并网逆变器grid-connectedinverter电流分别表示为:逆变器侧电感3个滤波元件的电压、电压u电容电流iL1基尔霍夫定C1律、网侧电感电压、逆变器侧电u流iL1、可得uL2、电容电压uC1、inv至进网电流进网电流iiL2。L2的传递函由数如式( GiuL21inv()s所示)=。L1

7、L2C1s3+(r2L1+r1L式中:L(L1,L2,C1分别为L1C2)C11+L2+r1r2,L21)s,+C1r1的+r值2s2-1+;r(1)为滤波电感的等效寄生电阻,为便于分析均1和r取为250m由于滤波电容的高频阻抗非常小。,网侧电流中高频谐波含量可以得到大幅衰减(见附录图其倍频谐波A1),相较于A电压L的(L1滤+波L2效)果滤大波幅器提,对开关频率及滤波器在谐振频率fres环相位穿越-180°,(见式(2)处存在尖峰高。但是。,且开LCLfres=res=1L1+L2(2)式中:221L2C11.2 进网电流单闭环控制方案res为谐振角频率。类似于L滤波并网逆变器,对

8、进网电流采用直接闭环控制方案,如图2所示。采用比例积分(调节器实现电流跟踪,u为PI)电网电压前馈环节传递函数PI调节器的输出,G,G器g为环节传递函数,PWM为逆变(暂不考虑s)=1。PWM延迟,考虑其为比例PWM环节,即GPWMFi图g.22 Grid进网电流直接闭环控制结构-controlinjectedstructurecurrentclose-loop对于L滤波并网逆变器,当设计的(近似于开关频3),该电。流众控所制周可知实,现PI调节器传递函数如式(时高带宽6宽越高,其动态响应越快且对谐波抑制能力越强率的1/5)电流控制。带96式中:ai为某一正数,本文取为滤波器具有相似的低频3;

9、fsw为开关频率。此外,段幅相特性LCL滤波器同。而且,滤波器谐振频率一般为开关频L率的LCL滤波并网逆变器1/4到1/22,6,因而可将该PI调节器应用于。基准进网电流i流iref至进网电L2的开环传递函数为:GiiL2(s)=GPI(si式中:下标ref图o,o表示开环特性)GPWM。(s)GuL2inv(s)(6)由图了相同的开环截3可知3给出了进网电流单环控制的开环波特图。,基于止LCL及频率(fL滤波的并网逆变器实现c1.2kHz波器,进网电流可实现快速跟踪基准;),但采是用,采L滤用LCL滤波器时,由于谐振峰值大于稳定,因而需减小k0dB,系统难以p。此外,基波频率f0处开环增益仅

10、为增大k3优良性能。8。该矛dB,不利于实现较好的稳态响应盾导致进网电流单环控制难,因而需p以保证Fi图.33 O进网电流单环控制的开环波特图gpcurrenten-loopsinBodegle-looplotspcontrolofgrid-injected1.3广义的基于极点配置的双环控制方案有源阻尼控制是实现谐振抑制的有效途径。文献滤波器中17系统分析了基于变量反馈的有源阻尼3个滤波元件的6个电压、电流量的合适,指出反馈均可实现谐振抑制。其对寻找新型方案具有较好的参考意义,但是控制器的选取及其参数优化设计未涉及。结合文献可将欠阻尼的17研究可知,通过反馈控制,阻尼的三阶模型LCL滤波器(式

11、(,如式(7)所示。1)控制成具有合适·电力电子技术应用专题· 许津铭,等 基于极点配置的LCL滤波并网逆变器电流控制策略GuL2(s)=i1(7)(L1L2C1(s+mn)s2+2ns+2n)i式中:为u至iL2的传递函数;GuL2(s)n为该三阶滤波模型的谐振频率;m为为谐振极点的阻尼系数;复平面上实极点同谐振极点距虚轴的距离之比。结合图2,本文提出一种广义的基于极点配置的双环电流控制结构,如图所示。2 基于极点配置的电流控制方案的实现2.1 现有的基于极点配置的电流控制已有文献的基于反馈控制的有源阻尼方案均可9-12,对应到图4结构中:电容电流反馈x=iC1;电容电压

12、反馈7-8,GAD(s)=kx=uC113,17;,逆变器侧电感电压反馈=GAD(s)ksx=17Gx=Fi图g.4 Pole4 基于极点配置的电流控制结构placement-basedcurrentcontrolstructure(矩阵维数为图中,电流组成的行向量,组合反馈16x为由前述),Gf=AD(xGs)6为内环极点配置的传递函数个电压、传递函数如式(。进而iGi8)所示。AD(s)ref至iL2的开环iL2从稳态响应ref的o角)度=GPI来说(s,)Gi,(suL2m=0(s时)基波频率(8的)增益达到最大且同图电阻,式(G1)即可化为式3uiL2(s)=1(相当7)。,此时式这是

13、因为若忽略寄生(可表示为:sL显然,式(1L2C1(s2+217)ns+2n)(9)节的级联,即9)型系统可等效为积分调节器同二阶滤波环,这样一种内环配置方式有利于直流量的无静差跟踪,但是难以实现基波频率的无静差跟踪。为此,若内环配置成基波谐振控制器同二阶滤波环节的级联,则有利于实现更优的基波频率分量的跟踪响应,即GiuL2(s)=s2+2s00s+20L1L2C1(s2+21ns+2n)式中:0=2。f0,为基波角频率;0为基波谐振控制(10)的阻尼系数据此,本文提出的基于极点配置的电流控制思想如下:图4控制框图中,内环为极点配置环路,通过合适的反馈配置系统极点(如式(源阻尼与谐振控制特性相

14、结合,即两个极点为滤波10)所示),将有器谐振频率处的共轭极点,另两个极点为基波频率处欠阻尼共轭极点;外环为进网电流的直接电流控制。进而,一方面,由于谐振频率处的特性(可任意配置,谐振峰得到了有效抑制,解决了图,n);另一方面,由于欠阻尼的基波谐振控3中的不稳定问题制具有基波频率处高增益的特点,图3中基波频率处的开环增益得到大幅提高。uuL1数。L2,上述方法,GAD(ss)=kAD/s,通过附加一个额外反馈实现阻尼抑ks。;其中网侧电感电压反馈k为有源阻尼的反馈系,制,原谐振滤波器被控制为如式(型。然而,所示的三阶计面临少自由度的问题n=res不可任意配置,9这导致了参数设)模。文献了一种基

15、于零极点对消的、在动态响应与谐振抑制11针对该问题采用之间折中的设计方法,但方法不通用且较为复杂。此外,文献GAD(s)=k114,k的状态反馈法中2,k3T,其中k,x=k,kiL1,uC11,23为有源阻尼,iL2,的反馈系数,该内环控制以增加传感器为代价解决了上述少自由度问题,其内环控制效果如式(示,但其不利于基波电流的稳态跟踪响应。而如前7)所所述,采用式(制和动、稳态性能10)的配置方式。下文以便于参数设计为出发点,可保证良好的谐振抑分析式(2.2 新型极点配置电流控制的实现方法10)方案的实现方法。为实现式(合适的反馈f,即10)x所示的内环配置效果及G不同变量的比例积分微AD(s

16、分)控。制文献即可1实7,需要选取现分析表明谐振抑制,而且该类控制器便于数字或模拟实现,本文采用该类型控制器实现内环配置。此外,为了保证尽可能低的实现成本,所用的传感器应尽量少。状态反馈法内环控制具有参数设计方便的优点,其可实现(3个可自由配置的极点,如式(而式7)所示。似性。10因而)存在,对状态反馈法进行一定变换再引入一4个可自由配置的极点,二者具有相个合适的额外反馈即可获得本文方案的一种具体实现方式。状态反馈法中组合反馈f为:f=iL1uiéêk1úùC1L2êêk2úëkúû=k1iL1

17、+k2uC1+k3iL2(11)计及外环控制流、电压间的关系及基尔霍夫电流定律进行变换11)所需传感,器进网电流传感器是必3过多。为此可以利用需元的。件但是式(,电如 f=k1(iC1+iL2)C2iC11æs+k3iL2=çèk1k+2öæ+C÷1søiC1+(k1+k3)iL2=çèh1+hs2ö÷øiC1+h3iL2(12)972014,38(3)至此,省掉一个传感器,仅需要附加一个电容电流的采样电路(应用中,可通过采样逆变器侧电流后与进网电流相减获得,其好处是可利用逆

18、变器侧电流实现对逆变桥的保护;另外,运算时涉及了积分函数,积分初值和饱和的问题可通过适当设置数字信号处理器(软件参数及在程序中加入积分限幅DSP)考虑到电网频率的小幅变化,如文献所述,可以18选取一个较小的值保证电网频率处于谐振控制的带宽内,本文选为0.01。波谐振极点同另一对谐振极点间的相互作用可忽。由略。即在谐振频率附近,式(可等效为式(10)9)由于基波谐振控制仅实现基波频率附近幅相特性的改变,而且基波频率值远小于谐振频率,因而基GuL2(s)=i。利用梅森增益公式或流图变换法,环节来解决)求得内环配置后的传递函数为:一般取为0于为谐振极点的阻尼比,.40.8。越大,谐振抑制越好,但是若

19、过大,系统相位将进1L2C1s3+h1L2C1s2+(h12L2C1+L1+L2)s1+h当h(13s03)可以自由配置1,h2,h,即式3变化时,(的等效变换正确。而7期)的配置效果3个极点在复平面的位置望的式(,的这说明式配置可(12)为:10)表示ìïGiïuL2ï(s)=1ïL2C1(s3+a1s2+1ía1ï=2(n+00)a2s1+a3s0+a4s-1)ïaïïa23=îa4=22=0+2n+40020n(0nnn+0)02同式(14)在式(12)所示组合反馈中再引入一种反

20、馈控制13)相比,式(14)多出了s-1项。为此,需是并不希望引入其他的传感器。如式(但项是由i制(L2的比例反馈产生的,而众所周1知3),所积示分,s0控反馈系数为h因而可以得出满足期望的式4)具有比比例控制小一阶的特性(求的x及GAD(s)的形式:10),即式(14)配置要,éêfh1húx=iC1iL2êê+s2ùúêêhú(s15)ëh3+4úûú在该组合反馈fx控制下,内环传递函数为:GiuL2(s)= LL1L2C1s3+h1当2)s10,+h

21、3L2C1s2-+1(h2L2C1+L1(+即可得出式(0,n和s0+确定后h4s-1,对比式(14)与式(1166)解过程不再赘述15)中反馈系数的具体数值。下一小节对参数设计进行讨论,具体的求。2.3 参数设计由式(制系统等效于基于谐振控制的二阶滤波系统10)可知,提出的基于反馈配置极点的控,因而0和0的设计可参照现有文献研究成果。基波频率为50Hz,于是可得出,0。此外,基波频率处增益越大0表示基波谐振控制的阻尼,其值越小。若98一步减小,不利于实现优良的相位裕度,故本文选为0-1.6。对n来说,其决定了系统开环相位穿越时的位置,进而影响稳定裕度。在截止频率一定的情况下80°,

22、n越小,相位裕度越小,因此,该频率限制了系统所能实现的闭环带宽/。为了保证近似量1。5开关频率的带宽,此外由于n需大于带宽且留有一定裕模型越PWM环节的非线性,越小于精确,推荐的取值范围如式1/(2开关频率,所示。17)f首先判断滤波2swn<2f器自然谐振3sw(17)角频率该条件),则可选取17)是否处于式(所示范围内,若是(本文滤波器满足res(式(2)及式(至此17),进行选取参数设计过程可描述如下。n=res;否则需按照上述分析:第本节分析选择适当的14)16)0,式(与式(获得反馈系数0,n;第和3;步第1步,根据,按式2步,对比(计3)设现的系统性能来对其进行验证PI参数。

23、下一节将通过分析该设计方法所能实。3 新型电流控制方案的性能3.1 电流跟踪及有源阻尼将式(环传递函数3),、其式波(16特)代入式图如附(录8)可得iref至iL2的开A图A2所示。同图13相比良好的稳态1.6dB;其二:其一,谐振峰大幅衰减,幅值裕度为响,应基波频率增益约为;其三,相位裕度约70为dB,可以保证较小的瞬态响应超调量。此外,由,的闭环波特图可得系统带宽约快响应速度。2.7MATLAB60°保证,绘制了kHz保证了较需要说明的是,由于电流控制仍然有较大的稳定裕度,提高带宽而且不会导致谐振PI调节器的增益kp仍然可以继续增大以,例如45°幅值裕度为7.2dB。

24、kp增至12时,相位裕度为3.2 电网电压谐波的影响,利用梅森增益公式求得电网电压至进网电流的·电力电子技术应用专题· 许津铭,等 基于极点配置的LCL滤波并网逆变器电流控制策略传递函数为:sGg-(1+h2C1)-i()=GuL2sgL1L2C1s4+h1L2C1s3+h1C1s-L1C1s2(h2L2C1+L1+L2)s2+h3s1+h4+sGPI(s)(18)其中,考虑到电网中主要含有低频(几百赫兹)谐波,在抑制电网影响的同时考虑到实现方便,本文选取电网前馈环节传递函数为:现高性能的同时还保证了足够的裕度,可以有效对抗延迟等的不利影响,增强了控制鲁棒性。综合本节分析,

25、前述设计方法简单高效。4 新型控制方案及其设计方法的验证19,研究中搭建了一台单相非隔离并网逆变器为实现较少漏电流,对图1桥式电路进行了改进,其进网电流控制仍同图1,参数同附录A表A1。三相市电经二极管整流的输出电压并接电解电容后作为G附录A图A3给出了式g(s)=1+(h2C1(19)主要的低频谐波所在范围内,1电网谐波电压对进网8)对应的波特图,在电流的影响小,电流总谐波失真(网基波电压也会感生一定的基波电流THD)小;此外,电增益小(约仅相差-5非常小的电网电压同进网电流间的相位差15°,即使在7dB)1且相位与电网0%的轻载情况下(基准电流,但是由于其,仍然能保证)相位约为其

26、值为1°2°),进而可获得近似单位功率因数(经计算(PF),.3 鲁棒性分析1。此外,增大kp有利于抑制电网影响。3实际并网运行中,需考虑滤波器限于篇幅,本文给出3个滤波元件存在的参数扰动,L2在表1所示额定值的变化时的分析结果-50%1(见附录00%一方面,LA(考虑到电网阻抗图。)之间(2变化而式(导致式16)中A4反)馈系数不变,这态响应有一定影响10)中基波谐振环节的中心频率偏移(若仅C可知即使在最恶劣情况下基波频1变化,基波响应不变,对稳),但由附录率处的增益仍然约为A图A4保证了优良的稳态响应50。dB另一方面,远优于图,L23的变化影响,因而仍然了开环增益及滤

27、波器谐振频率,因而稳定裕度发生变化,幅值裕度变化范围为化范围为性能。56.4°66.0°,电流10控制14始dB终,具相位裕度变有优良的3.4 延迟作用由于不同开关频率下延迟不同,前文出于统一设计的考虑并未计及该延迟。本节在附录参数的情况下分析该延迟对提出的方案及其参数设A表A1计的影响。考虑数字控制及PWM延迟,即GPWM(s)=e-Tds式中(/:T计为一拍延迟4,6,16fd为延迟时间,1,即T20)dsw=进而利用式。(开环波特图(见20附)录可得出计及延迟环节后的系统1。幅值裕度为比2.3,相位裕度减小了dB,相位裕度为(延迟环节对相位的滞后作用42.9A图

28、76;。同A53.1)节所示数据相,但是仍大于40°。这主要是因为前文设计方案在实)U相连dc,网侧电感的输出端直接同。采用电压、电流传感器220对电V网/50电压Hz的市电、进网电流、逆变器输出电流进行采样,逆变器输出电流同进网电流之差即为电容电流。系统闭环控制、调制波同载波的交截均由实现。TI公司的TMS320F28035DSP首先对图数k结果见附录p=7.2,如式3方案(记为方案3)所示1)进行了实验(参(。),实30%际电额定功率下的实验网并未得到抑制THD约为A图1.5A6(a),因此会导致图%2.0%)。由于方案电压3所示的不稳定1存下谐振峰在畸变,进网电流中含有大量的谐

29、波,案下继续增大kTHD约为23.5%。该方因而方案1的kp将导致更多的谐波甚至触发保护。p需大幅降低,但是这不利于进网电流的稳态跟踪及瞬态响应。进一步,采用式(实现方法,对本文提出的方案(记为方案15)的验证(,波形见附录2)进行了30%额PI不变)定功率及A图A6(b)和(c)。3案.9实现了有源阻尼1%和的谐振现象获得了有效抑制1.0%,无满谐载振下频进率网次谐电波流谐波含量仅为,提出的设计方案。结果表明,方。为了体现其稳态跟踪性能,图网电流标幺值下的PF曲线。即使在5给出了不同进条件下仍然实现了优异的跟踪效果,虽然电流失真10%额定功率导致合进网功率PF减小,但因数要PF仍大于求。此外

30、0.9,图9(5远大于给出了0.85THD),符的变化曲线,方案2有效地抑制了电网谐波的影响。Fi图g.5 Ex5 perimentPF及THDresults的实验数据ofPFandTHD992014,38(3)6DANNEHLJ,WESSELSC,FUCHSFW.Limitationsof即使在轻载下提出的控制及设计方 结果表明,案仍然保证了高质量的进网电流,在光伏发电等领域具有较好的应用前景。进一步,本文进行了电流基准值突变的实验,实验结果见附录A图A7,其中基准电流幅值在0.97MALINOWSKIM,BERNETS.Asimplevoltagesensorlessvoltage-ori

31、entedPIcurrentcontrolofgrid-connectedPWMrectifierswithLCLfiltersJ.IEEETransonIndustrial:380Electronics,2009,56(2)-388.activedampingschemeforthree-phasePWMconverterswithanLCLfilterJ.IEEETransonIndustrialElectronics,2008,:187655(4)-1880.(标幺值)和0标幺值)之间阶跃变化。由于实现.3(了适当的相位裕度,进网电流超调小,约为17%;由于电流控制带宽高,进网电流近似无

32、延迟地迅速达到稳态,动态响应快,可快速适应功率突变。8DANNEHLJ,FUCHSFW,HANSENS,etal.InvestigationofactivedampingapproachesforPI-basedcurrentcontrolof-connectedPWMconverterswithLCLfiltersJ.IEEEgrid最后,维持控制器参数不变,在L2分别为验证,实验结果基本不变(与前述波形相当,不再示出),在较大电感值时THD略有减小。5 结语针对LCL滤波并网逆变器提出了一种广义的基于极点配置的电流控制思想,该思想囊括了现有的电流控制方案。基于此提出了一种新颖的极点配置思路

33、,兼顾实现有源阻尼和基波谐振控制,进而电流调节器的设计可直接沿用L滤波并网逆变器的设计方法,实现高带宽。本文还提出了一套成本较低、设计简单、性能优良的实现方法。此外,基于本文的分析推演思路可以获得其他相似的实现方案。本文的研究可促进LCL滤波器的并网型应用。附录见本刊网络版(参考文献1王斯然WANGJ.电力系统自动化,吕征宇.锂电池馈电并网系统进网电流谐波抑制方法,2009,33(19):90-95.ElectricforlithiumSiranPowerbatter,LÜSystemsyZhengridgy,inteu.200g9rationAharmonics,33(1s9y)s

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39、,:damYuqi,JIANGXinjian,QIU23Arui.A(9)86-9novel1.activeLCLpingcontrolschemeforathree14杨淑英2008-,filter2,3张兴(9J)-phaseactiverectifierwith:.,张崇巍8Transactions6-91.ofChinaElectrotechnicalSociety,.,等.LCL滤波电压源并网逆变器多环控制策略设计J电力系统自动化,2011,35(5):66-70.StrateYANGgyShudesiyingng,ofZHANGmultipleXinfeedbackg,ZHANGl

40、oopChoncontrolgweifor,etgridal.connectedvoltagesourceinverterwithLCLfilterJ-.15Automation许津铭,谢少军ofElectric,黄如海Power.LCL滤波并网逆变器的鲁棒电流控制Systems,2011,35(5):66-70.XUJ.电力系统自动化,:controlJinming,XIEShao20j1un2,3HUANG6(19)99-Ruhai.104.ArobustcurrentJ.AutomationstrategyforofgElectricrid-connectedPowerinverters

41、Systems,with2012LCL,36(filters19):169DANNEHL9-104.sJ,FUCHSFW,HANSENLCLpacecurrentcontrolofgS,etal.PIstate25(9)filters:2(3J.IEEETransrid-connectedonPowerPWMElectronicsconverters,20with10,下转第20-2330.105页 continuedonpage105)·电力电子技术应用专题· 王 菲,等 新能源并网三电平逆变器中低功率区间效率优化方向:电力电子技术在新能源发电中的应用。E-mail:,王

42、 勇(男,通信作者,博士,副教授,主要研究1975)EfficiencyOptimizationinLowandMediumPowerRangeofNewEnergyGrid-connectedThree-levelInverterWANGFei1,WANGYong1,FUMinfan2(1.KeyLaboratoryofControlofPowerTransmissionandConversion(ShanghaiJiaoTongUniversity),MinistryofEducation,Shanghai200240,China;2.MichiganandShanghaiJiaoTong

43、UniversityJointInstitute,Shanghai200240,China)Abstract:Byvirtueofitsremarkablylowvoltagestress,lowharmonicsandlowpowerloss,thethree-levelinverterisincreasinglyappliedinrenewableenergysystemssuchasthesolarandwindpowersystem.Anyway,themanifestfeatureofstrategiesareproposedforathree-levelinverterappliedinasolarinverter.Finally,aprototypeisbuilttoverifytheim