高频变换器和开关电源控制器

1、开关稳压电源简称开关电源（Switching PowerSupply），因电源中起调整稳压控制功能的器件始终以开关方式工作而得名。它是利用现代电力电子技术，通过控制开关管通断的时间比率来维持输出电压稳定的一种电源，具有体积小、重量轻、功耗小、效率高、纹波小尧噪音低、智能化程度高、易扩容等优良特性，广泛应用在诸如计算机、彩色电视机、程控交换机、摄像机、VCD、电子游戏机等电子设备上。随着电力电子技术的发展，特别是大功率器件技术的迅速发展，将开关电源的工作频率提高到150200 kHz，使开关电源具有较好的稳定性和较高的性价比，因此，开关电源将日益取代使用工频变压器的线性调整稳压电源。 在开关电源

2、电路中，最关键的部分是高频变换器和开关电源控制器。但由于集成开关电源控制器已普遍应用，其对开关元件的控制方式取决于高频变换器的电路结构，因此开关电源电路的核心就是高频变换器，即DC辕DC 转换器。在输入输出隔离的开关电源中，高频变换器的基本形式有5种院单端正激式尧单端反激式、半桥式、推挽式和全桥式。下面分别介绍、分析这些高频变换电路的结构和工作原理。 1、正激式变换电路 正激式变换电路的结构如图1(a)所示。由于其储能元件与负载电阻RL串联又称串联型变换电路。 该电路直流电压Ui 是由工频交流电源通过电源滤波器、整流滤波器后转换获得；功率开关管S1为绝缘栅双极型晶体管（IGBT）或MOSFET

3、；T为高频变压器；L 和C1组成LC滤波器；二极管D1为半波整流元件，D2 为续流二极管；RL 为负载电阻；Uo为输出稳定的直流电压。S1的驱动信号vgs1为PWM 控制电路输出的方波。各环节电压波形如图1(b)所示。(a) 原理图(b) 波形图1 正激变换电路 当vgs1 为高电平使S1 导通时，变压器获得输入电压为vT1=ui，二极管D1 导通袁D2 截止，此时电源经变压器耦合向负载传输能量，负载上获得电压，滤波电感L 储能。当控制电路使S1截止时，开关管S1 所承受的电压与输入电压相等，即vs1=Ui，变压器原、副边输出电压为零。此时，变压器原边在S1 导通时储存的能量经过线圈N3 和二

4、极管D3反送回电源。而变压器的副边由于输出电压为零，所以二极管D1 截止，电感L 通过二极管D2 续流并向负载释放能量，因为电容C1 的滤波作用，此时负载上所获得的电压保持不变，输出电压为 式中：n 为变压器的变压比； D为方波的占空比； N1、N2为变压器原、副边绕组的匝数。 由式（1）可看出，输出电压Uo 仅由电源电压Ui和方波的占空比D决定。 正激变换电路结构比较简单，易于实现，可适用于中小功率的开关电源。 2、单端反激式变换电路 图2 所示为单端反激式变换电路，其高频变压器T 既起隔离作用又起电感L 轭流的作用，因为它的储能元件L 与负载RL并联，所以又称为并联型变换电路。同时也可以判

5、断出，同正激式变换电路不同，变压器的铁心工作在磁滞回线的另一侧，故称为反激式变换电路。图2 反激式变换电路 当控制电路使功率开关管S1 导通时，由于同名端的关系，二极管D1 不导通。当S1 截止时，变压器的副边绕组产生的感生电动势反向，使D1 导通，给电容器充电，同时负载RL上产生电压。在此电路中，基极的控制、副边绕组的设计，都要遵循反激的原则。 同样地，开关管S1 的耐压和变压器的输入电压与电源输入电压相等，因此反激变换电路同正变换电路一样，结构比较简单，易于实现，可适用于中、小功率的开关电源。 3、推挽式变换电路 推挽式变换电路实际上是两个单端正激式变换电路组合以推挽方式工作，电路如图3

6、所示，两只功率开关管S1、S2交替导通。其工作过程为：当S1 导通，S2 截止时，根据同名端可以判断出，只有D2 导通，电流通过L 向RL 供电，当S1 截止、S2 导通时，可以判出，只有D1导通，电流继续流过L 向RL供电，所以RL上得到的电流是连续的。图3 推挽式变换电路同样可以看出，开关管的耐压和变压器的输入电压与电源输入电压相等，变压器铁心工作在磁滞回线的两侧。推挽式变换电路结构相对比较复杂，对驱动电路的要求较高，但输出功率较大，适用于中、大功率的开关电源。所以，这种变换电路得到了广泛的应用。4、半桥变换电路 如图4(a)所示为半桥变换电路原理图，各点输出电压波形如图4(b)所示。半桥

7、变换电路与正激变换电路不同的是：由两个IGBT 功率开关管S1、S2构成，二极管D3、D4组成全波整流元件。电感L、电容C3 组成LC 滤波电路，实现对整流输出电压的滤波。(a) 电路图 (b) 波形图图4 半桥变换电路 输入电压Ui 通过两个同容量的输入电容把Ui转换成为双电源，UC1=UC2=Ui/2，即A点的电压UA是输入电压Ui的一半。开关管S1和S2的驱动信号vgs1 和vgs2 由控制电路产生，是互为反相的PWM 信号。为了防止开关管S1、S2 同时导通造成电源短路，驱动信号vgs1、vgs2之间必须具有一定的死区时间，即二者同时为零的时间。 当vgs1 为高电平时，vgs2 为低

8、电平，S1 导通，2关断。电容C1两端的电压通过S1施加在高频变压器的原边，此时vT1=Ui/2，变压器副边所接二极管D3 导通，D4截止，整流输出电压与图示Uo 方向相同，再经LC3滤波得到输出电压Uo。当vgs2为高电平，vgs1为低电平时袁S2导通，S1关断，电容C2两端的电压施加在高频变压器的原边，此时vT1=-Ui /2。二极管D4导通，D3截止，整流输出电压的方向也与图示Uo方向相同遥在S1和S2共同关断期间袁原副边绕组上的电压为零袁即vT1=0，vT2=0。在二极管D3、D4导通期间，电感L 开始储能。在开关管S1尧S2同时截止期间，虽然变压器副边电压为零，但此时电感L 释放能量

9、，又由于电容C3的作用将使输出电压维持恒定不变。 半桥变换电路同正激、89.44 454.反激式电路不同，在一个开关周期内，前半个周期流过高频变压器的电流与后半个周期流过的电流大小相等，方向相反，因此，与前两种电路相比，变压器的磁芯工作在磁滞回线B-H 的两端，磁芯得到充分利用又防止了磁饱和，因此高频变压器可以设计得更小而功率更大。在一个开关管导通时，处于截止状态的另一个开关管所承受的电压与输入电压相等。开关管由导通转为关断的瞬间，漏感将会引起尖峰电压对S1、S2造成影响。为此开关管S1、S2 两端各并联一个二极管D1、D2，可以把漏感引起的尖峰电压箝位，因此开关管所承受的电压绝对不会超过输入

10、电压，同时二极管D1、D2还作为续流二极管具有续流作用，而施加在高频变压器上的电压只是输入电压的一半。 半桥变换电路结构相对比较复杂，对驱动电路的要求较高，但输出功率较大，适用于中、大功率的开关电源。 5、全桥变换电路 用另外两只开关管S3、S4 将半桥电路中的两个电解电容C1 和C2 取代，并配上相应的驱动电路即可组成如图5 所示的全桥变换电路。变压器副边所接整流二极管D5、D6 实现全波整流。S1驱动信号vgs1 与S4 的vgs4相同，S2 驱动信号vgs2 与S3的vgs3相同，而且vgs1、vgs4与vgs2、vgs3互为反相。其输出的电压波形类似半桥电路。图5 全桥变换电路 当vg

11、s1与vgs4为低电平，vgs2与vgs3为高电平时，开关管S2和S3导通，S1 和S4 关断，电源电压通过S2 和S3 施加在高频变压器的原边，此时变压器原边电压为vT1=Ui。当vgs1 和vgs4为高电平，vgs2 与vgs3为低电平时，开关管S1 和S4 导通，S2、S3 关断，变压器原边电压为vT1=-Ui。与半桥电路相比，原边绕组上的电压增加了一倍，而每个开关管的耐压仍为输入电压。 开关管S1、S2S3和S4的集电极与发射极之间分别反接有箝位二极管D1尧D2尧D3 和D4，由于这些箝位二极管的作用袁当开关管从导通到截止时袁变压器初级磁化电流的能量以及漏感储能引起的尖峰电压的最高值不会超过电源电压Ui，同时还可将磁化电流的能量反馈给电源，从而提高整机的效率。 全桥变换电路虽然采用了4 只开关管，结构复杂，对驱动电路的要求很高，但综合性能最好。 在输入电压Ui 相等的情形下，较之半桥式变换电路可以输出更大的功率，因此适用于较大功率的开关电源。 6、结语 本文在详细分析了最常见的5 种开关电源的电路及波形，在选用开关电源的变换电路时，要综合考虑多方面的因素，根据实际要求选定。 参考文献 1 国沙占友. 单片开关电源最新应用技术M. 北京:机械工业出版社，2000. 2 国郑耀添.控制