直流脉宽PWM调速系统设计与研究触发电路设计

1、1绪论1.1背景直流调速技术的研究和应用已达到比较成熟的地步，尤其是随着全数字直流调速的出现，更提高了直流调速系统的精度及可靠性。目前国内各大专院校，科研单位和厂家也都在开发直流调速装置，但大多数调速技术都是结合工业生产中，而在民用中应用相对较少，所以应用已有的成熟技术开发性能价格比高的，具有自主知识产权的直流调速单元，将有广阔的应用前景。1.2直流电动机的调速方法本系统采用转速环和电流环双闭环结构,因此需要实时检测电机的电枢电流并把它作为电流调节器的反馈信号。由电动机理论知，直流电动机的机械特性方程为式中 直流电动机的转速（r/min）电动机的额定电压(v)：R电动机电枢电路总电阻()电动势

2、常数(v·minr)；转矩常数，9.55;T电动机电磁转矩(N·m)；电动机磁通(wb)。由上式可以知道：直流电动机的调速方法有三种：（1）调节电枢供电电压U。改变电枢电压主要是从额定电压往下降低电枢电压，从电动机额定转速向下变速，属恒转矩调速方法。对于要求在一定范围内无级平滑调速的系统来说，这种方法最好。Ia变化遇到的时间常数较小，能快速响应，但是需要大容量可调直流电源。（2）改变电动机主磁通。改变磁通可以实现无级平滑调速，但只能减弱磁通进行调1速（简称弱磁调速），从电机额定转速向上调速，属恒功率调速方法。If 变化时间遇到的时间常数同Ia变化遇到的相比要大得多，响应速度

3、较慢，但所需电源容量小。（3）改变电枢回路电阻R。在电动机电枢回路外串电阻进行调速的方法，设备简单，操作方便。但是只能进行有级调速，调速平滑性差，机械特性较软；空载时几乎没什么调速作用；还会在调速电阻上消耗大量电能。1.3选择PWM控制系统的理由脉宽调制器UPW 采用美国硅通用公司（Silicon General）的第二代产品SG3525，这是一种性能优良，功能全、通用性强的单片集成PWM 控制器。由于它简单、可靠及使用方便灵活，大大简化了脉宽调制器的设计及调试，故获得广泛使用。PWM 系统在很多方面具有较大的优越性：(1） PWM 调速系统主电路线路简单，需用的功率器件少。(2） 开关频率高

4、，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小。(3） 低速性能好，稳速精度高，调速范围广，可达到1：10000 左右。(4） 如果可以与快速响应的电动机配合，系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强。(5） 功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装置效率较高。(6） 直流电源采用不可控整流时，电网功率因数比相控整流器高。1.4采用转速电流双闭环的理由同开环控制系统相比，闭环控制具有一系列优点。在反馈控制系统中，不管出于什么原因（外部扰动或系统内部变化），只要被控制量偏离规定值，就会产生相应的控制作用去消除偏差。因此，它具有抑制干扰的能力，对元件特性变化不敏

5、感，并能改善系统的响应特性。由于闭环系统的这些优点因此选用闭环系统。单闭环速度反馈调速系统，采用PI 控制器时，可以保证系统稳态速度误差为零。但是如果对系统的动态性能要求较高，如果要求快速起制动，突加负载动态速降小等，单闭环系统就难以满足要求。这主要是因为在单闭环系统中不能完全按照要求来控制动态过程的电流或转矩。另外，单闭环调速系统的动态抗干扰性较差，当电网电压波动时，必须待转速发生变化后，调节作用才能产生，因此动态误差较大。在要求较高的调速系统中，一般有两个基本要求：一是能够快速启动制动；二是能够快速克服负载、电网等干扰。通过分析发现，如果要求快速起动，必须使直流电动机在起动过程中输出最大的

6、恒定允许电磁转矩，即最大的恒定允许电枢电流，当电枢电流保持最大允许值时，电动机以恒加速度升速至给定转速，然后电枢电流立即降至负载电流值。如果要求快速克服电网的干扰，必须对电枢电流进行调节。1.5设计技术指标要求已知的设备参数：1、拖动设备：直流电动机： ，过载倍数。2、负载：直流发电机： 3、机组：转动惯量1.5.2.要求设计指标：1、D，稳态时无静差。2、稳态转速n=1500r/min, 负载电流0.8A。3、电流超调量，空载起动到稳态转速时的转速超调量。2 PWM直流调速系统主电路设计2.1主电路结构设计图2.1 实验系统原理图直流脉宽调速电路原理图如图2.1 所示, 其中直流斩波电路可看

7、成降压型变换器和升压型变换器的串联组合,采用IGBT作为自关断器件,利用集成脉宽调制控制SG3525 产生的脉宽调制信号作为驱动信号,由两个IGBT 及其反并联的续流二极管组成。工作工程如下：单相220V交流电经桥式整流电路，滤波电路变成直流电压加在P、N两点间，直流斩波电路上端接P点，下端接N点，中点公共端(COM)。若使COM端与电机电枢绕组A端相接，B端接N，可使电机正转。若T2截止，T1周期性地通断，在T1导通的T。时间内，形成电流回路PT1一AB-N，此时UAB>0， AB>0；在T1截止时由于电感电流不能突变，电流AB经D2续流形成回路为A-B-D2-A，仍有UAB&g

8、t;0，IAB>0，电机工作在正转电动状态(第一象限)，T1，D2构成一个Buck变换器。若T1截止，T2周期性地通断，在T2导通的T。时间内，形成电流回路AT2一B_A；在T2截止时，由于电感电流不能突变，电流AB经D1续流形成回路为AD1一PN A，此时UAB>0，lAB>0，电机工作在正转制动状态(第二象限)，T2，D1构成一个Boost变换器。只要改变T1，T2导通时间的大小，即改变给T1，T2所加门极驱动信号脉冲的宽度，即可改变UAB和IAB的大小调控直流电动机的转速和转矩。若使COM端与电机电枢绕组A端相接，B端接N，可使电机工作在正转电动或制动状态(I，象限)，

9、若使COM端与B相接而A端接N，可使电机工作在反转电动或制动状态(II，IV象限)。正转或反转状态电机电枢绕组的连接通过状态开关进行切换。这样仅用两个开关器件就可实现电机的四象限运行。电机的转速经测速发电机以及FBS(转速变换器)输出到ASR(转速调节器)，作为ASR的输入并和给定电压比较，组成系统的外环，ASR的输出作为ACR(电流调节器)的输入并和主电路电流反馈信号进行比较作为系统的内环。由于电流调节器的输出接到SG3525的第2脚，R2为限流电阻，所以要求电流调节器再通过一个反号器的输出电压的极性必须为正，转速调节器的输出作为电流调节器的给定则又要求其输出电压信号为正，最后转速调节器的给

10、定选择了负极性的可调电压。ASR和ACR均采用PI调节器，利用电流负反馈与速度调节器输出限幅环节的作用，使系统能够快速起制动，突加负载动态速降小，具有较好的加速特性。2.2主电路逆变工作原理H型桥式可逆直流PWM 调速电路图来对降压、升压斩波电路如下：图2.2 H型桥式逆变电路图2.2中如果始终保持T4导通、T3关断，并使T2截止、T1周期性地通断，在T1导通的Ton 时间内，UAB=UPN0,iAB0; 在T1截止的Toff时间内，由于电感电流不能突变，iAB 经D2 续流，UAB=0，A、B 两端电压的平均值UAB=Ton UPN/(Ton+Toff)=UPN,为占空比。可见在上图中当T2

11、 截止时由T1、D2 构成了一个降压斩波电路，iAB0，UAB0，电机工作在正向电动状态。图2-2中若T1 截止、T2 周期性地通断，在T2 导通的Ton 时间内，UAB= 0, iAB0;在T2 截止的Toff 时间内，由于电感电流不能突变，电流iAB 经D1 续流，UAB=UPN，A、B 两端电压的平均值UAB= ToffUPN/(Ton+Toff)=（1）UPN,可见当T1 截止时由T2、D1 构成了一个升压斩波电路，UAB0, iAB0，电机工作在正向制动状态，将电能回送给直流电源。由以上对可逆H 桥电路的分析可知，电机的正反转是通过两个半桥电路即两套升/降压斩波电路交替工作来实现的，

12、正转时由T1、T4组成的半桥电路工作，反转时由T2、T3 组成的半桥电路工作。2.3 PWM变换器介绍脉宽调速系统的主要电路采用脉宽调制式变换器，简称PWM变换器。PWM变换器有不可逆和可逆两类，可逆变换器又有双极式、单极式和受限单极式等多种电路。不可逆PWM 变换器分为无制动作用和有制动作用两种。图2.3所示为无制动作用的简单不可逆PWM 变换器主电路原理图，其开关器件采用全控型的电力电子器件。电源电压s U 一般由交流电网经不可控整流电路提供。电容C的作用是滤波，二极管VD在电力晶体管VT关断时为电动机电枢回路提供释放电储能的续流回路。图2.3 不可逆PWM变换器电路及波形图电力晶体管VT

13、的基极由频率为f，其脉冲宽度可调的脉冲电压Ub驱动。在一个开关周期T内，当0t ont 时， Ub为正，VT饱和导通，电源电压通过VT加到电动机电枢两端；当t tonT时，Ub为负，VT截止，电枢失去电源，经二极管VD续流。这种简单不可逆PWM 电路中电动机的电枢电流Di不能反向，因此系统没有制动作用，只能做单向限运行，这种电路又称为“受限式”不可逆PWM 电路。这种PWM调速系统，空载或轻载下可能出现电流断续现象，系统的静、动态性能均差。双极式可逆PWM变换器的主电路如图2.4所示。图2.4 双极式可逆PWM变换器的主电路四个电力晶体管分为两组，VT1和VT4为一组，VT2和VT3为一组。同

14、一组中两个电力晶体管的基极驱动电压波形相同，VT1 和VT4同时导通和关断； VT2和VT3同时导通和关断。而且b1 U ， b 4 U 和b 2 U ， b3 U 相位相反，在一个开关周期内VT1，VT4 和VT2，VT3 两组晶体管交替地导通和关断，变换器输出电压AB U 在一个周期内有正负极性变化，这是双极式PWM 变换器的特征，也是“双极性”名称的由来。由于电压AB U 极性的变化，使得电枢回路电流的变化存在两种情况，其电压、电流波形如图2.5 所示。图2.5 双极式PWM变换器电压和电流波形如果电动机的负载较重，平均负载电流较大，在0tont时，U b1和Ub4为正，VT1和VT4饱

15、和导通；而Ub2和Ub3为负，VT2和VT3截止。这时U5加在电枢AB两端，UAB = U5 ，电枢电流沿id回路流通，电动机处于电动状态。在tt onT时， b1 U 和b 4 U 为负，VT1 和VT4 截止；U b 2和U b3为正，在电枢电感释放储能的作用下，电枢电流经二极管VD2和VD3 续流，在VD2和VD3上的正向压降使VT2和VT3的c-e 极承受反压而不能导通，电枢电流id 沿回路2 流通，电动机仍处于电动状态。如果电动机负载较轻，平均电流小，在续流阶段电流很快衰减到零，即当t2 = t 时，i d= 0 。于是在t2 t T 时，VT2 和VT3 的c-e 极两端失去反压，

16、并在负的电源电压（U5 ）和电动机反电动势E 的共同作用下导通，电枢电流id 反向，沿回路3流通，电动机处于反接制动状态。在T t t1 （ 0 t t1 ）时， U b 2 和U b3变负，VT2和VT3截止，因电枢电感的作用，电流经VD1 和VD4 续流，使VT1和VT4的c-e极承受反压，虽然U b1 和U b2 为正，VT1 和VT4 也不能导通，电流沿回路4流通，电动机工作在制动状态。当ttonT时，VT1 和VT4才导通，电流又沿回路1流通。这样看来，双极式可逆PWM变换器与具有制动作用的不可逆PWM变换器的电流波形差不多，主要区别在于电压波形；前者，无论负载是轻还是重，加在电动机

17、电枢两端的电压都在+U5和U5 之间变换；后者的电压只在+U5 和0之间变换。这里并未反映出“可逆”的作用。实现电动机制可逆运行，由正负驱动电压的脉冲宽窄而定。当正脉冲较宽时，ton> T / 2 ，电枢两端的平均电压为正，在电动运行时电动机正转；当正脉冲较窄时，ton >T / 2 ，平均电压为负，电动机反转。如果正、负脉冲宽度相等，ton =T / 2 ，平均电压为零，电动机停止运转。这个交变电流的平均值为零，不产生平均转矩，徒然增加了电动机的损耗，当然是不利的。但是这个交变电流使电动机产生高频微振，可以消除电动机正、反向切换时的静摩擦死区，起着所谓“动力润滑”的作用，利于快速

18、切换。2.4 参数设计 IGBT参数IGBT（Insulated Gate Bipolor Transistor）绝缘栅极双极晶体管。这种器件具有MOS门极的高速开关性能和双极动作的高耐压、大电流容量的两种特点。其开关速度可达1mS，额定电流密度100A/cm2，电压驱动，自身损耗小。其符号和波形图如图2-6所示。设计中选的IGBT 管的型号是IRGPC50U,它的参数如下：管子类型：NMOS 场效应管极限电压Vm：600V极限电流Im：27 A耗散功率P：200 W额定电压U：220V额定电流I：1.2A图2.6 IGBT信号及波形图缓冲电路参数H桥电路中采用了缓冲电路，由电阻和电容组成。I

19、GBT的缓冲电路功能侧重于开关过程中过电压的吸收与抑制，这是由于IGBT的工作频率可以高达30-50kHz；因此很小的电路电感就可能引起颇大的di/dt>Lc ，从而产生过电压，危及IGBT的安全。逆变器中IGBT开通时出现尖峰电流，其原因是由于在刚导通的IGBT负载电流上叠加了桥臂中互补管上反并联的续流二极管的反向恢复电流，所以在此二极管恢复阻断前，刚导通的IGBT上形成逆变桥臂的瞬时贯穿短路，使ic出现尖峰，为此需要串入抑流电感，即串联缓冲电路，或放大IGBT的容量。缓冲电路参数：经实验得出缓冲电路电阻R=10K；电容C=0.75F。泵升电路参数泵升电路由一个电容量大的电解电容、一个

20、电阻和一个VT组成。泵升电路中电解电容选取C=2000F ；电压U=450V；VT选取IRGPC50U型号的IGBT管；电阻选取R=20 。3转速、电流双闭环设计3.1电流调节器设计本设计因为 i% 5%且TL/TI =23.98/6.7<10。所以 按典系统设计,选PI调节器，其传递函数为：如图3.1所示，为电流调节器的结构图。图3.1电流调节器的结构图3.2转速调节器设计在设计转速调节器时，可把已设计好的电流环看作是转速调节系统中的一个环节。为此，需求出它的等效传递函数：近似条件:如图3.2所示，为转速调节器的结构图。图3.2 转速调节器的结构图4直流脉宽调速系统触发电路设计4.1

21、SG3525集成电路脉宽调制器4.1.1 SG3525芯片介绍随着电能变换技术的发展，功率MOSFET在开关变换器中开始广泛使用，为此美国硅通用半导体公司(Silicon General)推出SG3525。SG3525是用于驱动N沟道功率MOSFET。其产品一推出就受到广泛好评。SG3525系列PWM控制器分军品、工业品、民品三个等级。下面我们对SG3525特点、引脚功能、工作原理以及典型应用进行介绍。SG3525是电流控制型PWM控制器，所谓电流控制型脉宽调制器是按照接反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电

22、感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环和电流环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比较理想的新型控制器。4.1.2 SG3525的引脚功能：图4.1 SG3525引脚(1) Lnv.input(引脚1)：误差放大器反向输入端。在闭环系统中，该引脚接反馈信号。在开环系统中，该端与补偿信号输入端(引脚9)相连，可构成跟随器。(2) Noninv.input(引脚2)：误差放大器同向输入端。在闭环系统和开环系统中，该端接给定信号。根据需要，在该端与补偿信号输入端(引脚9)之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型的调节器。(

23、3) Sync(引脚3)：振荡器外接同步信号输入端。该端接外部同步脉冲信号可实现与外电路同步。 (4) OSC.Output(引脚4)：振荡器输出端。(5) CT(引脚5)：振荡器定时电容接入端。(6) RT(引脚6)：振荡器定时电阻接入端。(7) Discharge(引脚7)：振荡器放电端。该端与引脚5之间外接一只放电电阻，构成放电回路。 (8) SoftStart(引脚8)：软启动电容接入端。该端通常接一只5的软启动电容。(9) Compensation(引脚9)：PWM比较器补偿信号输入端。在该端与引脚2之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型调节器。 (10) S

24、hutdown(引脚10)：外部关断信号输入端。该端接高电平时控制器输出被禁止。该端可与保护电路相连，以实现故障保护。(11) OutputA(引脚11)：输出端A。引脚11和引脚14是两路互补输出端。(12) Ground(引脚12)：信号地。(13) Vc(引脚13)：输出级偏置电压接入端。(14) OutputB(引脚14)：输出端B。引脚14和引脚11是两路互补输出端。(15) Vcc(引脚15)：偏置电源接入端。(16) Vref(引脚16)：基准电源输出端。该端可输出一温度稳定性极好的基准电压。4.1.3 SG3525的工作原理：SG3525内置了5.1V精密基准电源，微调至1.0

25、%，在误差放大器共模输入电压范围内，无须外接分压电阻。SG3525还增加了同步功能，可以工作在主从模式，也可以与外部系统时钟信号同步，为设计提供了极大的灵活性。在CT引脚和Discharge引脚之间加入一个电阻就可以实现对死区时间的调节功能。由于SG3525内部集成了软启动电路，因此只需要一个外接定时电容。SG3525的软启动接入端(引脚8)上通常接一个软启动电容。上电过程中，由于电容两端的电压不能突变，因此与软启动电容接入端相连的PWM比较器反向输入端处于低电平，PWM比较器输出高电平。此时，PWM锁存器的输出也为高电平，该高电平通过两个或非门加到输出晶体管上，使之无法导通。只有软启动电容充

26、电至其上的电压使引脚8处于高电平时，SG3525才开始工作。由于实际中，基准电压通常是接在误差放大器的同相输入端上，而输出电压的采样电压则加在误差放大器的反相输入端上。当输出电压因输入电压的升高或负载的变化而升高时，误差放大器的输出将减小，这将导致PWM比较器输出为正的时间变长，因此输出晶体管的导通时间将最终变短，从而使输出电压回落到额定值，实现了稳态。反之亦然。图4.2 SG3525内部结构图外接关断信号对输出级和软启动电路都起作用。当Shut down(引脚10)上的信号为高电平时，PWM锁存器将立即动作，禁止SG3525的输出，同时，软启动电容将开始放电，直到关断信号结束，才重新进入软启

27、动过程。注意，Shut down引脚不能悬空，应通过接地电阻可靠接地，以防止外部干扰信号耦合而影响SG3525的正常工作。欠电压锁定功能同样作用于输出级和软启动电路。如果输入电压过低，在SG3525的输出被关断同时，软启动电容将开始放电。此外，SG3525还具有以下功能，即无论因为什么原因造成PWM脉冲中止，输出都将被中止，直到下一个时钟信号到来，PWM锁存器才被复位。SG3525采用恒频脉宽调制控制方案,适合于各种开关电源,斩波器的控制。其内部包含精密基准源、锯齿波振荡器、误差放大器、比较器、分频器等,并含有欠压锁定电路,闭锁控制电路和软起动电路。采用集成芯片产生PWM 信号进行控制具有线路

28、较为简单，易于控制，无需编程等特点，是目前PWM常用的方法。美国硅通公司的SG3525是性能优良，功能齐全，通用性强的单片集成PWM 控制器。脉宽调制信号由SG3525产生。如图4.2所示：主要由以下部分组成：(1) 基准电压调整器。基准电压调整器输出电压为5.1 V，且有短路保护。它供给所有内部电路，同时又可作为外部基准参考电压。(2) 振荡器。振荡器的振荡回路由电阻和电容元件构成，改变充电电容的大小即可改变锯齿波的频率，即振荡器的振荡频率。此电路中，RS放电电阻较小，所以形成的锯齿波波形后沿较陡。(3) 误差放大器及补偿输入误差放大器是差动输入的放大器，本电路在补偿端9引入幅值可调的ACR

29、的输出信号。(4) 锁存器。锁存器接收比较器的输出信号，它有关闭电路和振荡器输出时间脉冲复位。这样，当关闭电路动作， 即使过流信号立即消失，锁存器也可维持一个周期的关闭控制，直到下一个周期时钟信号使锁存器复位为止。另外，由于PWM锁存器将比较器来的置位信号锁存，消除了系统所有的跳动和振荡信号。只有在下一个时钟周期才能重新复位.有利于提高可靠性，经过锁存器的输出为PWM。(5) 输出11, 12及14端连结在一起，由13端输出信号，这样就保证了13端的输出与锁存器的输出一致。振荡器产生近似的锯齿波，锯齿波的频率由和振荡器相连接的外接的电阻电容决定，同时对应于锯齿波的下降沿产生一时钟脉冲CP；在时

30、钟脉冲CP的作用下，分相器（T触发器）的两输出端产生两相位相反的方波信号，其频率是锯齿波频率的一半；误差放大器是差动输入放大器，同相输入端端2接给定电压，闭环控制制时反向输入端1接反馈电压，端9和端1之间接入适当的反馈网络构成调节器可满足系统动静特性的要求；外加于端9的信号和误差放大器的输出叠加于比较器的一反向输入端，比较器的同相输入端加振荡器产生的锯波信号，这样比较器的输出端产生PWM 信号，改变外加于端9 的信号或来自于端2的反馈信号或端1的给定信号均可改变PWM 信号的占空比；内部PWM 锁存器可以使关闭更可靠；两个输出级结构是一样的，门电路输出上侧为或非门，下侧为或门，门电路的输入A端

31、，C端和D端所加的信号是一样的，分别是欠压锁定输出，时钟脉冲CP 和来自锁存器的PWM信号，分相器的两输出端分别加到两输出级的门电路B 端，由于分相器输出两相位相反的方波。因此芯片两对外输出端输出的是两波形一样而相位相差180°的PWM信号，而且频率是比较器产生的PWM信号的一半。此外，集成电路SG3525还有欠压锁定电路、闭锁控制电路和软起动电路。4.2逻辑延时环节主电路功率开关管的控制所需要信号是对角上两管控制信号相同，而同一桥臂上的控制信号相反。这样主电路需要两路互为反向的控制信号。SG3525的13端的输出信号作为一路信号，其经过一反向器后作为另一路信号即可满足所需。虽然目前

32、的工艺水平可以使电力电子半导体开关器件开关频率做得很高，但其导通和关断仍会占用一极短的时间，控制信号消失的瞬间并不意味着功率开关管就真正关断。假如一功率开关管的控制信号刚消失的同时给同一桥臂另一功率开关管加控制信号很可能造成同一桥臂的两管子同时导通而形成对电源短路。为了避免这种情况发生，设置了逻辑延时环节。逻辑延时环节的二极管使低电平信号或说负信号照样通过R和C延迟高电平信号向后传送的时间。这样就可以保证一功率开关管可靠关断后再给与其同一桥臂上的功率开关管加高电平信号，避免其同时导通。电路连接图见图4.3所示。图4.3 SG3525控制及延时电路4.3触发电路外部接线 触发电路与H桥PWM信号

33、发生器以集成可调脉宽调制器SG3525为核心构成，他把产生的电压信号送给H桥中的四个IGBT。通过改变电力晶体管基极控制电压的占空比，而达到调速的目的。其控制电路如图3-1所示.图4.4 触发电路与H桥相关接线图4.3.2 触发电路与主电路集成脉宽调制控制器SG3525是控制电路的核心，它采用恒频脉宽调制控制方案，适合于各种开关电源、斩波器的控制。本实验电路中用SG3525 产生的脉宽调制信号作为IGBT 的驱动信号，其外部相关连接原理框图见图3-1。其中：G：给定器；DZS：零速封锁器；ASR：速度调节器；ACR电流调节器：GT：触发装置；FBS：速度变换器；FA：过流保护器；FBC：电流变

34、换；AP1：I组脉冲放大器；图4.5 触发电路与主电路相关接线图5直流脉宽调速系统保护电路设计图5.1所示是桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的原理图。PWM变换器的直流电源通常由交流电网经不可控的二极管整流器产生，并采用大电容C滤波，以获得恒定的直流电压Us。由于电容容量较大，突加电源时相当于短路，势必产生很大的充电电流，容易损坏整流二极管。为了限制充电电流，在整流器和滤波电容之间串入限流电阻Ro(或电抗)，合上电源以后，延时用开关将Ro短路，以免在运行中造成附加损耗。滤波电容器往往在PWM装置的体积和重量中占有不小的份额，因此电容器容量的选择是PWM装置设计中的重要问题。滤波电容的计算方法可以

35、在一般电工手册中查到，但对于PWM变换器中的滤波电容，其作用除滤波外，还有当电机制动时吸收运行系统动能的作用。由于直流电源靠二极管整流器供电，不可能回馈电能，电机制动时只好对滤波电容充电，这将使电容两端电压升高，称作“泵升电压”。电力电子器件的耐压限制着最高泵升电压Usm，因此电容量就不可能很小，一般几千瓦的调速系统所需的电容量达到数千微法。在大容量或负载有较大惯量的系统中，不可能只靠电容器来限制泵升电压，这时，可以采用图2-13中的镇流电阻Rb来消耗掉部分动能，Rb的分流电路靠开关器件VTb在泵升电压达到允许数值时接通。对于更大容量的系统，为了提高效率，可以在二极管整流器输出端并接逆变器，把

36、多余的能量逆变后回馈电网。图5.1 桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的原理图5参数测定5.4测定晶闸管直流调速系统主电路电阻值R、电感值LI 1(A)U1(V)I2(A)U2(V)计算值R()第一组0.90980.5411335.135第二组0.941020.5211635.713第三组0.971070.4912333.333由上表可知，电枢回路总电阻R34.73由上表可知，Ra=18.640,RL=7.480I(A)Ua(V)UL(V)LaLdL第一组0. 2348540.660.751.41第二组0.2550.256.10.640.711.36第三组0.2754.861.50.640.721

37、.38由公式L=LaLdZa=Ua / I ZL=UL/I 可求得电枢回路电感L1.38H数字示波器记录的n=f（t）曲线如下图所示由公式求得 =0.415.2测定晶闸管直流调速系统主电路电磁时间常数Td实验观察到的电流上升曲线id=f（t）如下图所示测定晶闸管直流调速系统主电路电磁时间常数Td第一组第二组第三组平均值Td(ms)505253525.3测定直流电动机电势常数Ce和转矩常数CmUd2(V)Ud1(V)N2(r)N1(r)Ce(V·min/r)测 量 值175140120010000.175由公式CM=9.55Ce可求得CM=1.671(N·m/A)5.4测定晶

38、闸管直流调速系统机电时间常数Tm实验观察到的过渡过程曲线n= f（t）如下图所示测定晶闸管直流调速系统机电时间常数Tm第一组第二组第三组平均值 Tm(ms)76757676测定晶闸管触发及整流装置特性Ud=f(Uct)、测速发电机特性UTG=f(n)Ug（V） UTG（V） Ud（V）n11.620.6145100021.823.5165110032.325.5175120042.827.4190130053.031.52151500根据Ks=Ud/Ug 计算可得 Ks=60.32晶闸管触发及整流装置特性Ud=f(Ug)测速发电机特性UTG=f(n)6系统调试6.1单元部件调试调节器正、负限幅

39、值的调整将零速封锁器（DZS）上的钮子开关拨向“解除”位置，把DZS的“3”端接至ACR的“8”端（或ASR的“4”端），使调节器解除封锁而正常工作。把调节器ACR接成比例积分（PI）调节器，然后将给定器输出“1”端接到调节器的输入端，当加正给定时，调整负限幅电位器RP2，使之输出电压为零（实际调至最小值即可，约0.6V）；当调节器输入端加负给定时，调整正限幅电位器RP1，用示波器观察同步电压和对应的触发脉冲，使=10°左右。（确定移相控制电压Uct的调节范围为0Uct，max。）用同样的方法确定速度调节器的限幅：把调节器ASR接成比例积分（PI）调节器，然后将给定器输出“1”端接到

40、调节器的输入端，当加正给定时，调整负限幅电位器RP2，使之输出电压为负6V；当调节器输入端加负给定时，调整正限幅电位器RP1，使正限幅为零，（实际调至最小值即可，约0.6V）。电流反馈系数的整定直接将给定电压Ug接入移相控制电压Uct的输入端，整流桥接电阻性负载（注意：将双臂滑线电阻器的双臂电阻并联使用，且调到电阻值最大。）慢慢增加给定电压Ug，观察输出电压Ud到220V左右，并同时观察负载电流Id ，适当调整滑线变阻器使Id=1A，此时用万用表测量电流反馈电压。方法是调节电流变换器（FBC）上的电流反馈电位器RP1，使得负载电流Id=1A时的电流反馈电压Ufi=3.54V，这时的电流反馈系数

41、=Ufi/Id=3.54V/A。（可以暂时都为Ufi=4V，因系统调整时，各实验台会略有调整，使系统性能最佳。）转速反馈系数的整定直接将给定电压Ug接入移相控制电压Uct的输入端，整流电路接直流电动机负载，（注意，慢慢增加给定电压Ug）测量直流电动机的转速值和转速反馈电压值，调节速度变换器（FBS）上转速反馈电位器RP1，使得n=1500r/min时的转速反馈电压Ufn=6V，这时的转速反馈系数=Ufn/n=0.004V/（r/min）。6.2闭环系统特性测试将ASR、ACR均接成P调节器后接入系统，形成双闭环不可逆系统，使得系统能基本运行，确认整个系统的接线正确无误后将ASR、ACR均恢复成PI调