毕业设计文献综述

1、T型三电平并网逆变器控制研究文献综述1. 发展背景 22. 国内外发展现状 23. 两电平逆变器 33.1 两电平逆变电路原理图 33.2 两电平逆变电路仿真波形 43.3 正弦脉宽调制的调制算法 44. 三电平逆变器 44.1 二极管钳位型三电平逆变器 54.11 二极管钳位式三电平逆变器主电路结构图 54.12 二极管钳位式三电平逆变器工作原理 54.13 二极管钳位式逆变器特点 64.2 与两电平逆变器比较 65. T 型三电平逆变电路 75.1 T 型三电平逆变器主电路结构图 75.2 T 型三电平逆变器主电路工作原理 85.3 与 NPC型三电平逆变器的比较 96. 空间矢量脉宽调制

2、方法 106.1 基本思想 106.2 原理与实现 106.3 直流电压利用率 116.4 调制函数 127. 中性点平衡分析与设计 128. 滤波器设计 138.1 逆变器输出电压波形的技术指标 138.2 三相 SPWM 逆变电路谐波分析 138.3 输出电压周期对谐波影响 158.4 调制电压对谐波含量的影响 158.5 巴特沃思滤波器设计步骤 159. 逆变器的 PFC分析与设计 169.1 设计背景 179.2 交错并联 Boost PFC 电路 179.3 主要元件参数设计 189.31 储能电感设计 189.32 输出电容设计 20附录：参考文献 201. 发展背景随着全球能源危

3、机和环境污染问题的日益严重， 并网逆变器的研发受到世界各国的普遍 关注。 并网效率和并网电流电能质量是并网逆变器的两个重要指标,PWM 调制方式对效率和并网电流电能质量存在关键的影响。 在此背景下， 研究逆变器的拓扑结构以及其控制策略和 并网控制方案。随着太阳能、 UPS技术的不断发展和市场的不断扩大， 对逆变器效率的要求也越来越被 制造商所重视， 因此三电平的拓扑结构便应运而生。 众所周知， 传统的两电平并网逆变器开 关损耗大， 直流电压利用低，输出电流谐波高，无法实现高压高质量的并网要求。 多电平逆 变器不同于两电平变换器， 其中采用电容或独立电源等方式产生多个电平， 通过将多个功率 器件

4、按一定的拓扑结构组成可提供多电平输出的逆变电路， 其主要目的是以尽量多的电平输 出来逼近理想的正弦波形， 从而减弱输出波形中的谐波影响。 在获得高压输入输出特性的同 时，多电平逆变器也减轻了器件上的高压应力， 可以使用较低电压等级的器件构造高压变流 器，解决了器件串并联带来的问题。 多电平逆变器的出现， 是电力电子技术发展的一个里程 碑，它使得高压变频调速技术迅速走向了实用化， 让我们看到了高性能控制在高压变频技术 上的应用的希望。近几年来,多电平逆变器成为人们研究的热点课题.三电平逆变器是多电平逆变器中最简单又最实用的一种电路。与传统两电平结构相比，三电平结构除了使单个 IGBT阻断电压减半

5、之外，还具有谐波小、损耗低、效率高等优势。前几年 ,随着西班牙、德国、美国、日本对本国光伏产业的政策扶持，全球光伏发电逆 变器的销售额逐年递增 ,光伏发电用逆变器进入了一个快速增长的阶段。但目前全球光伏逆 变器市场基本被国际几大巨头瓜分，欧洲是全球光伏市场的先驱,具备完善的光伏产业链，光伏逆变器技术处于世界领先地位。 SMA 是全球最早也是最大的光伏逆变器生产企业（德国市场占有率达 50%以上 ），约占全球市场份额的三分之一 ,第二位是 Fronius 。全球前七位的 生产企业占领了近 70%的市场份额。金融危机以后，美国、意大利市场迅猛发展，尤其是 美国市场 ,奥巴马政府上台以后，发展速度非

6、常之快,将取代德国成为世界上最大的光伏逆变器消费市场。目前国内光伏并网逆变器市场规模较小， 国内生产逆变器的厂商众多， 但专门用于光伏 发电系统的逆变器制造商并不多， 但是不少国内企业已经在逆变器行业研究多年， 已经具备 一定的规模和竞争力， 但在逆变器技术质量、 规模上与国外企业仍具有较大差距。 国内市场 规模虽然较小， 但未来光伏电站市场的巨大市场发展空间和发展潜力给国内企业带来发展的 历史机遇。逆变器仍需进一步提高和发展。这也就是研究并网逆变器的意义之所在。2. 国内外发展现状三电平结构作为多电平逆变器拓扑结构之一， 自日本长冈科技大学难波江章 （ A.Nabae） 等人于 1980 年

7、在 IEEE 工业应用年会提出以来，这种拓扑结构在实际工业现场获得了广泛 的应用。从 20 世纪 90 年代以来，以高压 IGBT、 IGCT 为代表的性能优异的复合器件的发展引人 注目，并在此基础上产生了很多新型的高压大容量变换拓扑结构， 成为国内外学者和工业界 研究的重要课题。 我国也有不少单位在研究、 开发和引进高压大容量多电平变换器的技术和 设备。三电平逆变器的结构较简单， 其电路拓扑形式从一定意义上来说可以看成多电平逆变 器结构中的一个特例， 它的中点钳位及维持中点电位动态平衡技术、 功率器件尖峰吸收缓冲 电路、 PWM 算法简化及控制策略、高压功率器件的驱动及系统的工作电源等也是多

8、电平逆 变器控制需要研究解决的问题。 从目前功率开关器件发展的水平来看， 短时间还不可能出现 耐压上万伏的器件， 多电平技术是解决高压大功率变频调速的一个有效途径同时在当前电力 系统高压直流输电的趋势下，多电平技术在电力输配电方面也有着重要的作用。目前关于三电平逆变器拓扑研究主要包括几种： （ 1）二极管箝位型三电平逆变器 （又称 npc 型） ,是三电平逆变器拓扑结构中发展最早的也是目前应用最普遍的一种拓扑结构。（2）飞跨电容式多电平逆变器（ 3）多单元串联多电平逆变器（ 4）T 字型三电平逆变器。在 T 型三电平并网逆变器中的常用的调制方式有两种： （ 1）空间矢量控制（ 2）不连续 调制

9、。 其中空间电压矢量脉宽调制 （SVPWM）方法输出电流谐波成分少、 低脉动转矩、具有比 SPWM 高 15 的电源利用率，物理概念清晰，算法简单且适合数字化方案，适合于实时控 制，是三电平逆变器首选的 PWM 控制方法。目前多电平逆变器研究的难点主要集中多电平逆变器技术所固有的一些缺陷， 例如这种 技术开关管子比较多， 控制比较复杂； 中点钳位结构的多电平逆变器中， 存在直流侧电压平 衡问题等因此随着相关技术的发展和新型控制策略的提出， 多电平技术将会发展到一个新的 阶段。3. 两电平逆变器3.1 两电平逆变电路原理图图1 原理图3.2 两电平逆变电路仿真波形图 2 仿真波形3.3 正弦脉宽

10、调制的调制算法三角波变化一个周期， 它与正弦波有两个交点， 控制逆变器中开关元件导通和关断各一 次。要准确的生成 SPWM 波形，就要精确的计算出这两个点的时间。开关元件导通时间是 脉冲宽度， 关断时间是脉冲间隙。正弦波的频率和幅值不同时，这些时间也不同， 但对计算 机来说，时间由软件实现，时间的控制由定时器完成，是很方便的，关键在于调制算法。调 制算法主要有自然采样法、规则采样法、等面积法等。自然采样法按照 SPWM 控制的基本原理，在正弦波与三角波的交点进行脉冲宽度和间隙的采样， 去生成 SPWM 波形，成为自然采样法。规则采样法 为使采样法的效果既接近自然采样法，没有过多的复杂运算，又提

11、出了规则采样法。 其出发点是设法使 SPWM 波形的每个脉冲都与三角波中心线对称。 这样计算就大大简化了。双极性正弦波等面积法正弦波等面积算法的基本原理为 :将一个正弦波等分成 H个区段，区段数 Ht 一定是 6 的 整数倍，因为三相正弦波，各项相位互差 120°，要从一相正弦波方便地得到其他两相，必 须把一个周期分成 6 的整数倍。 Ht 越大，输出波形越接近正弦波。在每一个区段，等分成 若干个等宽脉冲 (N)，使这 N 个等宽脉冲面积等于这一区段正弦波面积。采用这种方法既可 以提高开关频率，改善波形，又可以减少计算新脉冲的数量， 节省计算机计算时间。其正弦 波面积为 。输出频率

12、f 与区段数 Hi，每个区段脉冲数 N 及脉冲周期 T(us)之间的关系式4. 三电平逆变器4.1 二极管钳位型三电平逆变器二极管钳位型逆变器又称中性点钳位型 (Neutral Point Clamped-NPC) 逆变器。电路结 构由 ANabce 等人在 1980 年 JAS 年会上提出， 以两电平逆变器为基础， 直流侧电容数量增 加到两个，每相桥臂开关管数量由两电平的两个变为四个， 并在每相桥臂上增加钳位二极管。 从而在正、 负两种电平的基础上，加入了一个 0 电平，变成三电平，使得输出电压波形的正 弦度提高，波形质量有一定改善。4.11 二极管钳位式三电平逆变器主电路结构图图 3 主电

13、路结构图4.12 二极管钳位式三电平逆变器工作原理每个桥臂由两个开关管串组成，每个串由两个相匹配的管串联而成，降低管子的耐压。 每个桥臂具有三种输出状态 0，1和 2，以 A相电路为例，当、 导通时， A相为 0态，输出电压为 ；当 、 导通时， A 相为 1 态，电压为 0；当 、 导通时， A 相为 2 态，输出电压为 。于是 A 相输出可以得到、0、个值。表 1 二极管钳位式三电平逆变器开关状态与输出电压的关系对于三相三电平逆变器由于每相都有三种电平输出，故三相输出共有33=27 个电平状态，对应着空间矢量控制的 27 个矢量状态，如图 2 所示。图4 三电平逆变器电压空间矢量图4.13

14、 二极管钳位式逆变器特点 每个开关器件承受的直流侧电压值降低为直流侧电压值的一半； 波形质量得到改善的 同时降低了开关频率； 电压上升率 dv dt 降低为两电平变流器的一半； 输出电压电平数的增多，每个电平相对幅值降低，电压变化减小，电流脉动降低，降 低了电磁干扰； 三相中某项输出电压为零时有电流流入或流出直流侧电容中点， 当流入与流出电流不 相等时造成上下电容电压不等，中点电位漂移，影响输出电压波形质量； 同一桥臂上的功率器件的开关频率不同， 桥臂中部的功率开关和靠近直流母线侧的功 率开关相比，前者的导通时间远大于后者，所承担的负荷也较重。造成开关器件的利 用率不同。4.2 与两电平逆变器

15、比较与二电平逆变器相比， 三电平逆变器的主要优点是： 器件相对于中间回路直流电压具有 2 倍的正向阻断能力； 同样功率等级的半导体开关器件，输出功率可以提高一倍，开关频率降低50； 三电平拓扑把输出第一组谐波移频带移至二倍开关频率的频带区，提高了谐波频率，减 小了滤波器的体积，同样控制方式下，三电平逆变器的输出谐波小。因此，三电平逆变 器在高压、大功率领域得到了广泛的应用。5. T 型三电平逆变电路5.1 T 型三电平逆变器主电路结构图图 5 结构图图6 T 型三电平逆变器单向拓扑5.2 T 型三电平逆变器主电路工作原理T 字型电路和 NPC三电平相比较 ,使用的器件更少 ,少了两个符位二极管

16、 ;从电路上面可以看 出来 ,在输出正电平或者负电平时 ,电流流经器件的个数减少了 ,相应的导通损耗也会减小。 T 型三电平根据反向串联的箝位开关接法不同分为共集电极和共发射极两种 ,原理上并没有什 么不同 ,但是对于三相电路来说 ,两电平电路需要 4 路独立的驱动电源 ,NPC 电路需要 10 路独 立 的驱动电源 ,共发射极的 T型三相电路需要 7 路,而共集电极只需要 5路,更有利于功率密度的 提升。图 7 电平空间矢量图5.3 与 NPC型三电平逆变器的比较 芯片阻断电压不同三电平 NPC型电路中， 4 个 IGBT管均承受相同的电压，而 T 型 Q1和 Q4管承受两倍的 电压。比如，

17、若直流母线为 600V 时，NPC型 4个IGBT管阻断电压为 600V/650V, 而 T型 Q1&Q4 管为 1200V. 1200V的 IGBT芯片比 600V/650V芯片有更大的开关损耗及导通损耗，这意味着 芯片的发热更大，需要更多的硅芯片。而硅芯片的增加， 成本也必然随之增加。然而在实际 上，对于 NPC型电路，当两个开关管的电压串联承受2 倍 BUS电压时，由于元件本身的差异，两个开关管承受的的电压不可能完全相同，因此，为了保证开关管的安全工作， NPC 型电路中开关管也应按照承受 2 倍 BUS电压去设计。所以，从实际角度出发，在开关耐压 的选择上， NPC 型电路并没

18、有太大优势。 元件数量不同从拓扑结构图中， 很容易可以看出 T 型电路要比 NPC型电路少两个 Diode，这对于减少 空间有好处。 控制时序不同三电平 NPC型需先关断外管 Q1/Q4, 再关断内管 Q2/Q3,防止母线电压加在外管上导致损 坏；而 T型则无时序上的要求。另外，对于NPC型拓扑，在驱动设计时需要有 4 个独立电源；而对于 T型共发射极拓扑，只需要 3 个独立电源。 效率不同NPC型与 T型损耗有所差异，在功率因数接近1 时，开关频率增大（ >16KHz）,三电平NPC型（ 600V）损耗更低，效率更高；而开关频率减少时（<16KHz），三电平 T 型（ 1200V

19、）损耗更低，效率更高。 换流路径不同在 T 型拓扑中，外管与内管之间的转换路径均为一致；而在NPC 型拓扑中，换流路径有所不同，分为短换流路径与长换流路径，所以用分立模块做三电平 NPC 型拓扑时，必须要 注意其杂散电感与电压尖峰的问题。注：当开关频率在 13KHz 左右， TNPC型拓扑结构产生的损耗更小6. 空间矢量脉宽调制方法6.1 基本思想经典的 spwm 控制主要着眼于使逆变器的输出电压尽量接近正弦波， 并未顾及输出电流的 波形。然而交流电机输入三相正弦电流的最终目的是在电机空间形成圆形旋转磁场， 从而产 生恒定的电磁转矩。 svpwm 则把逆变器和交流电动机视为一体 , 着眼于如何

20、使电机获得圆形 旋转磁场， 以减少电机转矩脉动。 具体地说， 它以三相对称正弦电压供电时交流电机定子的 理想磁链圆为基准，用三相逆变器的不同开关模式所产生的实际磁链矢量去逼近基准磁链 圆 ，并由它们比较的结果决定逆变器开关状态 形成 pwm波 .6.2 原理与实现三相电压型桥式逆变器有种开关状态，对种状态，分别输出个基本电压矢量 k包括 , 两个零矢量，个非零基本矢量。原理如下图：图 8 svpwm 原理图在 复平面内 个基本电压矢量可用下列方程表示：其中， 为基本电压矢量的模。由电压空间矢量的定义式为：可得出非零基本电压矢量的模， /任意相位的电压矢量是由个基本电压矢量的线性组合来获得。参考

21、电压矢量为：根据面积等效原理得：联立式（） 式（）可解得参考电压矢量所在扇区的两基本电压矢量的作用时间为：在一个完整的载波周期 内。当 ， 不足时，插入零矢量补足。6.3 直流电压利用率可以证明：两个电压矢量所能合成的等效电压矢量正好在由它们围成的三角形的内部和边 界上。由此，可以得出 的线性调制区六边形的内切圆所包围的区域如图所 示：图 9 线性调制区域图中的内切圆的半径即为线性调制可输出相电压幅值最大值，为 /3 。下面的理论分析可以得出一致的结论。线性调制区满足 约束为：联立式（） （）， 可以求得线性调制区域 逆变器 输出电 压矢量 的大小 满进一步，线性调制区输出相电压幅值为：所以，

22、 线性调制输出的最大基波相电压幅值为 / 3 ，而 线性调制时输出的最大基波相电压幅值为 /2。图中包围阴影的内圆是的线性调制区域。可见 直流电压利用率比 提高了。6.4 调制函数其傅里叶级数展开为：可见， 调制函数主要由基波和三次谐波构成。除基波分量外，其余都是零序分 量 f zn() , 典型的 是一种在的相调制波中加入零序分量后 , 进行 规则采样得到的结果。 和不是种孤立的调制方式， 它们之间有内在的 联系。7. 中性点平衡分析与设计虽然三电平变流器有着直流侧电压等级高， 谐波含量少等比起两电平非常突出的优点， 但 是也有着其本身固有的缺点，中点电位的不平衡问题(Neutral Poi

23、nt Potential Unbalance )。导致中点电位偏移或者波动的原因有很多种， 例如功率器件的参数不同或者直流侧电容的电 容值不一样， 都会导致在稳态工作的时候造成中点电位的缓慢偏移。 中点电位的偏移会导致 加在两个直流侧电容的电压严重不平衡，使输出电压由三电平变为两电平，电压畸变严重， 再严重时会使直流侧电压都加在一个电容上， 损坏直流侧电容。 中点电位的波动， 会引起输 出电压的低次谐波含量的增加，使输出电压波形变差。8. 滤波器设计8.1 逆变器输出电压波形的技术指标 波 形 的 谐 波 因 数 HF(Harmonic Factor)第 n 次谐波因数 HFn定义为第 n 次

24、谐波分量有效值与基波分量的有效值之比。即：1) 总谐波畸变因数 THD(Total Harmonic Distortion Factor ) 总谐波畸变因数 THD定义为各次谐波分量有效值平方和的开方与基波分量的有效值的比 值 ，即式( 3-2)中 ， U1、Un 分别为基波分量有效值和第 一个实际波形与其基波分量接近的程度。理想的正弦波的 畸变因数 D F( Di storti on Factor) 总的谐波畸变因数 T HD虽然指明了总的谐波含量n 次谐波分量的有效值 。THD 表征了 THD 等于零。，但并没有表出每一个谐波分量的影响程度。为了表示出每一谐波分量引起波形畸变的程度，引入畸

25、变因数，并定义为3)对于第 n 次谐波的畸变因数 DFn 可以定义为4) 最低次谐波 LOH(Lowest Order Harmonic) 最低次谐波 LOH定义为与基波频率最近的谐波。8.2 三相 SPWM逆 变电路谐波分析为了排除负载参数和电压中性点的影响 , 选择直接对逆变器的输出线电压进行研究。 由于 线电压输出的对称性 , 选择 A, B 相间的电压 UAB 进行分析即可。由基本向量和逆变桥的开 关组合的对应可以得到线电压UAB值与基本电压向量的关系 ,如表所示。 把向量平面划分为 6个扇区 ,并对扇区依次编号 , 如图 2 所示, 在第 扇区,电压向量 U1 ( 100) , U

26、2 ( 110)和零向量 交替作用 , 表现在线电压 UAB的波形上则为幅值为 UDC 的脉冲电压和零电压交替出现 , 在第扇区, 电压向量 U2 ( 110) , U3 ( 010)和零向量交替作用 , 表现在线电压 UAB的波形上则为幅值 为- UDC 的脉冲电压和零电压交替出现 ,余下的扇区依此类推。在每个扇区中,只要计算出电压向量的作用时间 , 也就得到了线电压 UAB 的 PWM 波形。设逆变器输出电压的周期为 T , 每个扇区的步数为 n, 步进时间为 T / ( 6n) ; 对参考电压向量 标记为 Uml ,下标 m(m= 1, 2, 3, 4, 5, 6)表示扇区 ,l( l=

27、 0, 1, 2, 3, , n)表示一个扇区内向量序号 (逆时针方向增大 ) , 则电压向量 Uml 与扇区起始位置的夹角为 l/ ( 3n) 。电压向量 Uml 由扇区 起始位置和结束位置方向的基本电压向量(Tl1,Tl2)及零电压 Tl0合成, 3个向量的作用时间分别为 tl1 , tl2 和 t l0，则有1)如果把零电压作用时间 tl0分为相等的两段插入 t l 和 t l2的前面 ,则可以得到线电压 UAB关 于时间 t 的函数 (以向量 U1 ( 100)位置为时间零点 ) :对式(2)进行傅里叶分解 , 即可得到线电压 UAB ( t)各次谐波的幅值。在 SVPWM调制下 ,由

28、于线性调制模式是其工作的主要方式 , 所以本文对这种调制方式下的谐波情况进行分析。8.3 输出电压周期对谐波影响选取 SVPWM 调制中每个扇区的步数 n= 2,保持调制电压为内接圆半径不变 , 改变输出电 压的周期 ,则可以计算出不同周期下的谐波幅值,从而得到各次谐波随输出电压周期的关系见图。图 10 谐波幅值随输出电压周期变化曲线计算表明 , 对于确定的步进频率 ,输出电压周期 （即输出电压的频率 ）变化对各次谐波的含 量没有任何影响。 当输出频率变化时 , 如果每一个扇区的步数不变 , 即载波比不变 ,则输出电 压中各次谐波含量保持不变 ; 在变频器实际控制中 ,可能采用分段同步调制的方

29、式 ,也即载波 比在不同的速度区间分段 ,如果载波比改变 ,则输出电压的谐波含量相应改变。8.4 调制电压对谐波含量的影响取逆变电压的输出频率为 50 Hz, 每个扇区的步数为 2, 改变调制电压的幅值 ,则可以得到 谐波含量随调制电压幅值变化的一组曲线,见图 11。图 11 谐波含量随调制电压变化曲线在图 6 中 ,调制电压从 0. 017UDC 到 0. 577UDC（为最大线性调制电压 ）间变化。随着调制电压 的变化 ,各次谐波幅值都发生了变化 ,但总体的趋势是各次谐波幅值随调制电压幅值的增加而 减小。随着调制电压的增加 , 逆变器输出电压的总谐波畸变率快速下降 ; 调制电压对总的谐 波

30、畸变率有非常大的影响 , 当调制电压下降到 0. 337 UDC 时,即下降到最大线性调制电压的 58%时, 总电压谐波畸变率 THD达到了 100% ,当调制电压下降到最大线性调制电压的10%时,总电压谐波畸变率达到 329%。= g= f1= 时 ， 即8.5 巴特沃思滤波器设计步骤归一化的巴特沃思型滤波器设计数据，指的是当滤波器的截止频率截至频率 f= 时，进行实际设计时，用这个归一化的低通滤波器的设计数据做为基准滤波器，将它的截止频率和特性阻抗转换为待设计滤波器 的相应参数：LC滤波电路分析：当负载为纯阻性负载 ZL= RL时，滤波器的传递函数（使用拉氏变换）为很显然当空载时 ,此时传

31、递函数就是典型的巴特沃思型函数。 而当 R0 为不同的负载时， 可根据截至频率和上述的步骤来确定L0和 C0的值。为了使滤波器输出电压接近正弦波同时又不会引起谐振 ,LC滤波器的截止频率必须要远小于SvPWM 电压中所含有的最低次谐波频率 ,同时又要远大于调制波频率。推荐PWM 逆变器中的 LC截止频率 f0 的选择最好满足而根据巴特沃思型滤波器的衰减量计算公式（式1），在设计时只要知道最低次谐波的次数，以及设计想达到的对最低次谐波衰减的量，就可以选定 LC 滤波器的截止频率以及相应的电 感和电容值，这样可以对不同谐波的衰减量达到可知、可控。1）式中， f 0为滤波器的截止频率； n为滤波器的

32、阶数； fx 是频率变量9. 逆变器的 PFC分析与设计9.1 设计背景Boost 型功率因数校正（ PFC）变换器具有结构简单、效率高、输入电流纹波和器件导通 损耗都很小以及工作性能稳定等优点， 因此广泛应用于各种电子设备 PFC电路中。 但随着功 率等级的不断提高， 传统的 Boost PFC 变换器的使用逐渐受到限制。 将交错并联技术引入到 Boost 变换器中， 能够有效地降低功率器件的电流应力、 减小输入电流纹波和磁性元件的体 积，提升功率等级。 同样， 这种交错并联技术也很容易实现PFC电路的模块化，从而在较高功率时可以选用多组 PFC模块并联使用。9.2 交错并联 Boost PFC 电路交错并联 Boost PFC 电路如图 12 所示：图 12 交错并联 Boost PFC 主电路电路结构上由两路输入和输出均并联的独立PFC电路构成。 工作时两路开关管的驱动信号占空比大小相等， 从而实现了输入输出电流均分， 降低了电感与功率器件的电流应力。 如图 13 所示，两路驱动信号相位上错开180，这种交错模式能有效地降低输入电流纹波，减小了输入 EMI 滤波器的尺寸。图 14 给出了交错并联 Boost PFC电路在电感电流连续模式下的 工作状态。图 13 交错并联原理