电气1002 马钊 10053215 电力电子课程设计报告

1、1、 课程设计目的（1）熟悉Power MosFET的使用；（2）熟悉磁性材料、磁性元件及其在电力电子电路中的使用；（3）增强设计、制作和调试电力电子电路的能力；2、 课程设计的要求与内容本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率的单端反激式开关电源。我的设计要求双路输出，要求输出电压电流为10V/1A、和6V/0.5A，画出必要的设计电路图，进行必要的电路参数计算,完成电路的焊接任务。对焊接完成的板子进行输出调试，尽可能的达到要求输出标准。3、 反激式功率变换器的原理及设计方法1、开关型稳压电源的电路结构（1）按驱动方式分，有自激式和他激式。（2）按DC/DC变换器的工作方式分：单

2、端正激式和反激式、推挽式、半桥式、全桥式等；降压型、升压型和升降压型等。（3）按电路组成分，有谐振型和非谐振型。（4）按控制方式分：脉冲宽度调制(PWM)式；脉冲频率调制(PFM)式；PWM与PFM混合式。DC/DC变换器用于开关电源时，很多情况下要求输入与输出间进行电隔离。这时必须采用变压器进行隔离，称为隔离变换器。这类变换器把直流电压或电流变换为高频方波电压或电流，经变压器升压或降压后，再经整流平滑滤波变为直流电压或电流。因此，这类变换器又称为逆变整流型变换器。DC/DC变换器有5种基本类型：单端正激式、单端反激式、推挽式、半桥式和全桥式转换器。下面重点分析隔离式单端反激转换电路，电路结构

3、图如图1所示。图1 电路结构图电路工作过程如下：当M1导通时，它在变压器初级电感线圈中存储能量，与变压器次级相连的二极管VD处于反偏压状态，所以二极管VD截止，在变压器次级无电流流过，即没有能量传递给负载；当M1截止时，变压器次级电感线圈中的电压极性反转，使VD导通，给输出电容C充电，同时负载R上也有电流I流过。M1导通与截止的等效拓扑如图2所示。 图2 M1导通与截止的等效拓扑2、反激变换器工作原理基本反激变换器如图3所示。假设变压器和其他元器件均为理想元器件，稳态工作如下：（1） 当有源开关Q导通时，变压器原边电流增加，会产生上正下负的感应电动势，从而在副边产生下正上负的感应电动势，如图3

4、（a）所示，无源开关VD1因反偏而截止，输出由电容C向负载提供能量，而原边则从电源吸收能量，储存于磁路中。（2） 当有源开关Q截止时，由于变压器磁路中的磁通不能突变，所以在原边会感应出上负下正的感应电动势，故VD1正偏而导通，如图3（b）所示，此时磁路中存储的能量转到副边，并经二极管VD1向负载供电，同时补充滤波电容C在前一阶段所损失的能量。输出滤波电容除了在开关Q导通时给负载提供能量外，还用来限制输出电压上的开关频率纹波分量，使之远小于稳态的直流输出电压。（a）（b）图3 反激变换器工作状态反激变换器的工作过程大致可以看做是原边储能和副边放电两个阶段。原边电流和副边电流在这两个阶段中分别起到

5、励磁电流的作用。如果在下一次Q导通之前，副边已将磁路的储能放光，即副边电流变为零，则称变换器运行于断续电流模式（DCM），反之，则在副边还没有将磁路的储能放光，即在副边电流没有变为零之前，Q又导通，则称变换器运行于连续电流模式（CCM）。通常反激变换器多设计为断续电流模式（DCM）下。当变换器工作于CCM下时，输出与输入电压、电流之间的关系如下：，其中，。当变换器工作于DCM下时，上述关系式仍然成立，只不过此时的增益M变为：，可以看出，改变开关器件Q的占空比和变压器的匝数比就可以改变输出电压。3、 反激变换器的吸收电路由于在实际中反激变换器存在各种寄生参数，如变压器的漏感，开关管的源漏极电容。

6、所以基本反激变换器在实际应用中是不能可靠工作的，其原因是变压器漏感在开关Q截止时，没有满意的去磁回路。为了让反激变换器的工作变得可靠，就得外加一个漏感的去磁回路，但因漏感的能量一般很小，所以习惯上将这种去磁回路称为吸收电路，目的是将开关Q的电压钳位到合理的数值。在220VAC输入的小功率开关电源中，常用的吸收电路主要有RCD吸收电路。其结构如图4所示。图4吸收电路4、 反激式变换器变压器的设计在本次实习中提供的变压器的铁芯是EE28铁氧体铁芯，其在25摄氏度的磁导率为，铁芯的初始磁导率为。变压器选择的相关参数包括：原副边匝数比、原边匝数、副边匝数和气隙，本次试验中用到的变压器的绕组的漆包线已经

7、给定，无需选择。（1）原副边匝数比及其匝数的确定：根据实习任务的要求;需要的直流输出电压为7V，由器件本身的参数可以知道其耐压。，如果考虑到漏感引起的的电压尖峰，开关管两端承受的关断电压为：，一般来说开关管的耐压需要在这个基础之上留下至少30%的裕量。假设开关管的耐压极限为，。为了保证电路工作于DCM模式，磁路储能和放电总时间应该控制在0.8T以内，所以,（2）原副边匝数的计算：根据器件的资料，可以查的磁芯的有效磁导面积，原边的匝数应该保证在最大占空比是磁路仍不饱和，电压冲量等于磁链的变化量，固，通常原边的匝数取到这个计算之的两倍。副边匝数根据变比可以求出。（3）气隙长度的计算假设变压器的输出

8、功率为，效率为，有以下关系成立：，所以可以得到，其中有以下关系；，则原边的峰值电流为：，带入上式可以得到初级电感。其中，为电感系数，为磁阻。气隙的长度为 5、控制系统的设计（1）振荡器：振荡器的频率有定时元件，决定，我的频率选为90KHZ。（2）电压误差放大器：在本次实习中在输入与输出的隔离开关电源中，为了减小误差，通常采用外置电压环，即将U3845的内部误差放大器旁路掉。（3）电流比较器:电流比较器的门槛值有误差放大器的输出给定，当电压误差放大器显示输出电压太低时，电流的门槛值就增大，使输出到负载的能量增加，反之也一样。整个控制部分的原理图如下所示；图5控制部分原理图几个重要器件的介绍:（1

9、）UC3845UC3845芯片为SO8或SO14管脚塑料表贴元件。专为低压应用设计。其欠压锁定门限为8.5v（通），7.6V（断）；电流模式工作达500千赫输出开关频率；在反激式应用中最大占空比为0.5;输出静区时间从50%70%可调；自动前馈补偿；锁存脉宽调制，用于逐周期限流；内部微调的参考源；带欠压锁定；大电流图腾柱输出；输入欠压锁定，带滞后；启动及工作电流低。芯片管脚图及管脚功能如图6所示。图6 UC3845芯片管脚图1脚：输出/补偿，内部误差放大器的输出端。通常此脚与脚2之间接有反馈网络，以确定误差放大器的增益和频响。2脚：电压反馈输入端。此脚与内部误差放大器同向输入端的基准电压（2.

10、5 V）进行比较，调整脉宽。3脚：电流取样输入端。4脚：R T/CT振荡器的外接电容C和电阻R的公共端。通过一个电阻接Vref通过一个电阻接地。5脚：接地。6脚：图腾柱式PWM输出，驱动能力为土1A.7脚：正电源脚。8脚：V ref，5V基准电压，输出电流可达50mA.（2）TL431TL431是一个良好的热稳定性能的三端可调分流基准源。外部有三极分别为：阴极（CATHODE）、阳极（ANODE）、参考端（REF）。其芯片体积小、基准电压精密可调，输出电流大等优点，所以可以用来制作多种稳压器件。其具体功能可用图7的功能模块示意。由图可看出，VI是一个内部的2.5V基准源，接在运放的反相输入端。

11、由运放特性可知，只有当REF端的电压十分接近VI时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF端电压的微小变化，通过三极管，电流将从1到100mA变化。图7 TL431的功能模块示意图在开关电源设计中，一般输出经过TL431（可控分流基准）反馈并将误差放大，TL431的沉流端驱动一个光耦的发光部分，而处在电源高压主边的光耦感光部分得到的反馈电压，用来调整一个电流模式的PWM控制器的开关时间，从而得到一个稳定的直流电压输出。（3）PC817PC817是一个比较常用的光电耦合器,内部结构如图8所示，其中脚1为阳极，脚2为阴极，脚3为发射极，脚4为集电极。在开关电源中，当电流流过光二极管

12、时，二极管发光感应三极管，对输出进行精确的调整，从而控制UC3842的工作。同时PC817光电耦合器不但可起到反馈作用还可以起到隔离作用。 图8 PC817内部框图4、 总电路图的设计与布线5、 参数计算及器件选择（1） 匝比计算给定额定输入U=175V，经整流桥整流后Ug=1.2*175=210V由于取值需小于此计算值，故取K=10占空比计算=0.2579取f=80kHz，则由得一般原边Np取计算值得两倍，则取Np=46 有Ns1=4.6同理的K2max=26.9则 K2=26.9*1017.1=15.7 有N2s=2.93 取3（2）原边电感及其气隙长度的计算由，(3)辅助绕组的计算计算方

13、法和副边一致，要求输出12V，则其变比为17.5 修正后为10.2所以Nsl=4.5（4）电气检测参数计算电流检测电阻，取（5）电压反馈控制参数计算， 故 取250即 即 取R6=10KR5， R5由电位器503代替6、 电路调试遇到的问题及解决方法1、 电路板第一次上电，无输出，经过检查后发现UC3845的5脚没有接地，反馈不能正常工作。2、 第二次上电，依然没有输出，首先想到的还是电路连线以及是否存在虚焊的问题，可是经过几遍细致的检查后，没有发现类似的问题，这个问题持续了一天多的时间，最后老师提供了一个直流稳压电源，直接给3845供电，上电后，输出端有正常输出，这说明主电路和控制电路两部分的连线是没有问题，并且不存在虚焊等现象，问题就转移到了3845 的供电电路了。果然，在测变压器辅助绕组两端是没有输出，这就是问题的所在。3、 找到这个问题后，很是不解，在焊到板子之前，经过信号发生器检测