9-振幅调制与解调

1、9-振幅调制与解调9振幅调制与解调9.1.1 概述为什么要调制信号不调制进行发射天线太长, 无 法架设.信号不调制进行传播会相互干扰,无法 接收.调制的必要性：可实现有效地发射,可实现有选择地 接收.调制按载波的不同可分为脉冲调制、正弦调制和对光 波进行的光强度调制等.按调制信号的形式可以分为模拟调制和数字调制.调 制信号为模拟信号的称为模拟调制,调 制信号为数字信号的称为数字调制.正弦波调制有幅度调制AM、频率调制FM和相位调 制PM三种根本方式,后两者合称为角度调制.调制是一种非线性过程.载波被调制后将产生新的频率分量,通常它们分布在载波频率的两边, 并占有一 定的频带.几个根本概念：1,

2、载波：高频振荡波；2.载频：载波的频率3 .调制：将低频信号 装载在载波 上的过程.即用低频信号去限制高 频振荡波的某个参数,使高频信号具有低频信号的特征的过程；4 .已调波：经调制后的高频振荡波；5 .解调：从已调信号中取出原来的信息；6.调制信号：低频信号需传送的信息.模拟调制有以正弦波为载波的幅度调制和角度调制.幅度调制,调制后的信号频谱和基带信号频谱之间保持线性平移关系,称为线性幅度调制.振幅调制、解调、混频角度调制中,频谱搬移时没有线性对应关系,称 为非线性角度调制.频率调制与解调电路1.什么是调幅定义：载波的振幅值随调制信号的 大小作线性变化,称为振幅调制,简称调幅AM实现调幅的方

3、法有：低电平调幅和高电平调幅.低电平调幅：调制过程是在低电平进行,因而需要 的调制功率比拟小.有以下两种：1 .平方律调幅：利用电子器件的伏 区勺 a/ 安特性曲线平方律局部的非线性一二作用进行调幅.喇2 .斩波调幅：将所要传输的音频信号根据载波频率来斩波,然后通过中央频率等于载波频率的带通滤波器,取出调幅成分.高电平调幅：调制过程是在低电平进行,通常在丙内放大器中进行.1.低集电极阳极调幅；2.基极限制栅极调幅：图0普通调幅电路模型普通调幅AM :含载频、上、下边带双边带调幅DSB:不含载频单边带调幅SSB:只含一个边带残留单边带调幅VSB:含载频、一个边带过程姆少】 腌跛相 五相 干：步检

4、波振幅调制 过程：调周碉;B庙帝9.1.2检波简述检波过程是一个解调过程,它与调制过程正相 反.检波器的作用是从振幅受调制的高频信号中复原 出原调制的信号.复原所得的信号与高频调幅信号的 包络变化规律一致,故又称为包络检波器.由频谱来看,检波就是将调幅信号频谱由高频搬 移到低频,如图9.1.2所示此图为单音频 调制的 情况.检波过程也是要应用非线性器件进行频率变 换,首先产生许多新频率,然后通过滤波器,滤除无用频率分量,取出所需要的原调制信号O-o输入京检流W 输出侑号也图9.1.1检波器的输入输出波形图 9.1.2 检波前后的频谱相对振忸相时提M图9.1.3检波器的组成局部综上,一个检波器需

5、由三个重要局部组成1高频信号输入电路.2非线性器件.通常用二极管或晶 体管工作于非线性状态.3低通滤波器.通常用 RC 电路,取出原调制频率分量,滤除高频分量.9.2调幅波的性质9.2.1 调幅波的数学表达式与频谱 调制信号为 v V 8s t ； 载波为 : V Vo cos ot , 那么在理想情况下,已调波的振幅为：Vt Vo kaVcost, ka是比例系数.因此,已调波可以用以下式子表示:式 9.2.3其中ma詈,叫做调幅指数或者调幅度,通常用百分vV0 cos0tV0kaVcos t cos0tV01 ma cos t cos0t比表示.ma的数值在0到1之间,其绝对值应该不 超过

6、1,如果ma>1,那么,已调波的包络会产生严 重失真.这样的已调波检波以后,不能够恢复到原来 的信号.因此,过量调幅应尽量防止.调幅波形一 调幅波的形成正弦调制 将式9.2.3展开为：v Vo 1 ma cos t cos 0t Vo cos 0t 0.5maVo cos 0相式9.2.5说明,由正弦波调制左的调幅波是由三个不同频率的w正弦波组成的：第一项为未调幅.的载波；第二项的额率等于载波t 0.5maV0 cos 0 t-2多上兑加- S -一下也频AAr.-U频率与调制频率之和,叫做上边频高旁频：第三项 的频率等于载波频率与调制频率之差,叫做下边频 低旁额.后两个频率显然是由于调

7、制产生的新频 率.把这三组正弦波的相对振幅与频率的关系画出来,就得到如图9.2.4所示的频谱图.由于 m的最 大值只能等于l,因此边频振幅的最大值不能超过载 波 振 幅 的 二 分 之 一. 图9.2.4正弦调制的调幅波频谱以上讨论的是一个单音信号对载波进行调幅的最简单情形,这时只产生两个边频.实际上,通常的调 制信号是比拟复杂的,含有许多频率,因此由它历产 生的调幅彼中的上边频和下边频都不再只是一个, 而 是许多个,组成了所谓上边频带与下边频带.调幅波的两个边带的频谱分布对载波是对称的,可分别用0.5gw 0+ 与0.5§州0-来表示.由图显 然可知,调幅过程实际上是一种频率搬移过

8、程.经过 调制后,调制信号的频谱被搬移到载频附近, 成为上 边带与下边带.9.2.2 调幅波中的功率关系如果将式9.2.5所代表的调幅波电源输送功率 至电阻R上,那么载波与两个边频将分别给出如下的功率：载波功率P0T下边频功率pmaV.2i2Rm；P0T 下边频功率42maV011 2)P n map3T02 2R 4调幅波的平均输出总功率一周期内为:Po Pot P 0 P 0 Pot 1 0.5m；)在没有调幅时,ma = 0, Po=Pot；在100%调幅 时,ma=1, Po=0.5Pot,因此,调幅波的功率随着 ma的增大而增大,其所增加的局部只是两个边频所 产生的功率0.5ma P

9、ot2.由于信号包含在边频带内, 应该尽量提升ma的值,以增强边带功率,提升信号 的传输水平.但在实际传送语言或音乐时,平均调幅度往往是 很小的.假设声音最强时,能使 ma到达100%,那 么声音员弱时,ma就可能比10%还要小.因此.平 均调幅度大约只有20% 30%o这样,发射机的实 际有用倍号功率就很小,因而整机效率低.这可以说 是调幅制本身所固有的缺点.9.3平方律调幅9.3.1 工作原理要进行平方律调21制,必须利用电子器件铲圈气团F)的非线性特性.半导体山器件与电子管等都是可以用作进行调幅的非线性器 件.图9.3.1表示非线性调制的方框图.将调制信号 v与载波信号v相加后,同时参加

10、非线性器件,然后 通过中央频率为W0的带通滤波器取出输出电压 vo中 的调幅被成分v(t).图9.3.1非线性调幅方框图设非线性器件为二极管,特性为：v0 a0 a1Vi a2V2v, v v Vo cosw0t V cos tvt a1Vo cosw0t a2V Vo cos w0t cos w0ta1Vo cosw0t 2a2V V0 cos t cosw0t2a2aM 1 V cos t cosw°t aM 1 ma cos t cosw°t ai其中,ma 2a2V / a1线性项系数为a1不产生新频率,只是再现原有频率 w.与；平方项系数为a2产生直流增量、w0+

11、 、w0- 、2 w0与2 等项.其中w0+ 、w0-项为预期获得的调幅波边频.结论：调幅度ma的大小由调制信号电压振幅V及调制器的特性曲线所决定,即由a1、a2所决定.通常a2 <a1,因此用这种方法所得到的调幅度是不大的.此外,它还可以组成平衡调幅器,以抑除载波.9.3.2平衡调幅器将两个平方律调幅器按 照图9.3.2的对称形式连接, 就构成平衡调幅器.这里是用 二扳管的平方律特性进行调幅的O唾0寸变":Cl .三中后平衡调幅器的输出为了使电子器件工作于平方律局部,电子管或晶体管应工作于甲类非线性状态, 因此效率不高.所以,这种调幅方法主要用于低电平调制.电压只有两个上、下

12、边带,没有载波.亦即平衡调幅 器的输出是载波被抑止的双边带.i2b0 b1V2 b2 V2由图知:图9.3.2串联双二极管平衡调幅器简化电路v1 v v V0 cosw0t V cos t v2 v v V0 cosw0t V cos t 带入可 以求得：vo i1 i2 R 2R b1V 1b2vv 2Rb1V cos t 2Rb2V V0cosw0 t cos w0 t显然可知,输出中没有载波分量,只有上下边带 与调制信号频率可用滤波器滤掉,亦即平衡调幅 器的输出是载波校抑止的双边带以 DSB-SC!示.以上是假设所有的二极管或三极管的特性都 相同,电路完全对称.这样,输出中才能将载波完全

13、 抑止.事实上,电子器件的特性不可能完全相同,所 用的变压器也难于做到完全对称.这就会有载波漏到 输出中去,形成载漏carrier leak .因此,电路 中要加平衡装置,以使载漏减至最小.9.4斩波调幅所谓斩波调幅就是将所要传送的信号 v t通过一个 受载波频率wo限制的开关电路斩波电路,以使它 的输出波形被“斩成周期为2 /w0的脉冲,因而包含 w0只及各种谐波分量等.再通过中央频率为 wo的 带通滤波器,取出所需要的调幅波输出 vot.如图9.4.11I +.乐I带通械耨?中央频率/%«),C 凌波导仲心TW)咏)根据5来通断的 斩波电路9.4.1调幅器方框图图 9.4.3平衡

14、斩波调幅器方框图S1 t黑0t 0,Si (t)是振幅为1,重复周期是2 /W0 cos Wo t 0的矩形波 斩波后)v (t) = vtS1 (t)S1 ( t )的傅立叶级数展开为：S1 ( t )cos3w0t2cos5w0t5122 cosw0t 232v (t)cos5w0t .52 小 ,2v (t) cosw0tv (t)cos3w0t3如果 v v (t) V cos t) 那么其中包含了 w ,3w0 .等项, 通过中央频率为w0的带同滤波器后,即取出了 w0 项,即是输出是载波被抑制的双边带 w 输出.Mt)ED图9.4.2斩波调幅器工作图解用对称的开关得到的平衡斩波调幅

15、图9.4.3如下:S2 t1cosw0 t 01COSWot 0傅立叶级数为：S2 (t) =4w0t 5cos3w0t 5cos5w0tv (t) cos3w0t4,、v (t)cos5w0t .5,、4,、4v(t)v (t) COSW0t 3平衡斩波调幅没有低频分量,而且高频分量的振幅也提升了一倍.经过中央频率为 W0的带通滤波器后,同样得到W0的双边带输出.9.4.3平衡斩波调幅及图解1.1.2 实现斩波调幅的两种电路以上所讨论的开关电路可以由二极管组成.图 9.4.4所示的电桥电路即可起到图9.4.1中的开关电 路作用.图中 Vi t V1m cos 0t v v (t) V cos

16、 t o Vim应取得足 够大,以使二极管的通断完全由Vi (t)限制,即当va>vb时)四个二极管导通)使输出电压v(t)等于零；当va vb时,四个二极管截止,使v (t) =v(t).因此v (t)的波形如图9.4.2(c)所示,亦即实现了调幅图9.4.4 二极管电桥斩波调幅电路 图9.4.5 二极管环形斩波调幅电路也可以将四个二极管接成如图 9.4.5所示的环 形调幅电路.这四个二极管的导通与截止也完全由载 波电压v1 (t)决定.例如,当a端为正,b端为负 时,D1与D3导通,D2与D4截止；当a端为负,b 端为正时,那么D1与D3截止,D2与D4导通.这里的 D1, D2,

17、D3, D4起到了图9.4.3 (a)所示电路中的 双刀双掷开关作用,因此输出电压v 的波形如图1.1.3 (d),亦即实现了调幅.为了保证以上两种电路中的导通与截止都由载波 电压V1 (t)决定,就要求它的振幅 Vlm足够大.通 常要求Vlm比调制信号峰值电压V大10倍以上.电桥电路或环形电路过去常用氧化亚铜或晶体二 极管制成,现在也可以做成集成电路.这种调幅电路 的优点是维护简易、稳定、寿命长；缺点是功率小, 不适用于大功率电路.9.5 模拟乘法器调幅(自学,不测试)9.6 单边带信号的产生在9.2,调幅波所传送的信息是包含在两个边 带内的,载波本身不包含侵何信息.因此可以将载波 抑止,并

18、进一步再抑止一个边带,只让另一个边带发 送出去.这样,仍具有传递信息的功能.这就是所谓 单边带发送.单边带制在载波 和短波通信中占有 重要的地位,获得了广泛应用.调幅波所占的频谱宽度等于上下边带所占频宽 之和.因此在采用单边带制后,频带可节约一半.这 对于田益拥挤的短波波段330MHz床说,有着极重 大的现实意义.由于这样就能在同一波段内,使所容 纳的频道数目增加一倍,大大提升了短波波段的利用 率.这是单边带制的主要优点.其次调幅波中.载波功率占整个调幅波功率的绝 大局部,但它并不包含所要传递的信息；单边带制那么 只传送携带信息的一个边带功率.因而在接收端获得 同样的信噪比时,单边带制能大大节

19、省发送的功率. 如果调幅发射机与单边带发射机的末级管子相同,且 都充分利用,那么单边带制接收端的信噪比提升, 或在 同样倍噪比的条件下,通信距离增加.即是单边带制 能获得更好的通信效果.单边带制的选择性衰落现象要轻得多.单边带制除了有上述优点外,也有缺点.主要是接 收端必须先恢复原来失去的载波,才能检出原来的信高频电子线路教案第九章振幅调制与解调号.因而要求收、发设备的频率稳定度高,使整个设 备复杂,技术要求高.9.6.2产生单边带信号的方法平衡调幅器、差分对振幅调制器、斩波调幅电路 桥形、环形等,都可以获得载波被抑止的双边带. 在这一根底上,再进一步抑止一个边带,以获得单边 带信号的方法有三

20、种：滤波器法、相移法和第三种方 法也可称为修正的移相滤波法.1滤波器法在平衡调幅器后加上适宜的滤波器,把不需要的边 带滤除,只让一个边带输出,如图9.6.1所示.这就 叫滤波器法.这种方法其原理是很简单的.但实际上,这种 方法对滤波器的要求很高,顽且由于载波频率 W0不 能太高理由下而即将谈到.要将W0逐步提升到所 需要的工作颠率.这就需要经过屡次的平衡调幅与滤 波,因此整个设备是复杂昂贵的.但这种方法的性能 稳定可靠,所以仍然是目前干线通信所采用的标准形 式.I1高频电子线路教案第九章振幅调制与解调图9.6.1滤波器法原理由此可见,载波f0既不能太高,也不能太低, 一般取为100kHzo为了

21、使载波频率提升到所需要的 数值,必须经过屡次平衡调幅与独波,来逐步提升载 波频率,如图9.6.2所示.图中,第一平衡调幅器(BM1) 输出的两个边带被第一滤被器(J将下边带独除,因 此上边带(f1+F)成为第二平衡调幅器(BM2)的调制频 率.这样,f2虽然可以远比f1高一般取f2=(10 30)/f1,但BM瀚出的两个颠带相距为2(f1+ F), 它与f2的比值2(f1+ F)/f2仍然足够大,因而容易 由第二滤波器(2)掳去一个边带,只让(f1+f2+F)通 过,作为BM3的调制信号.以下依此类推,即可将载 波频率逐步提升到预期值.图9.6.2滤波器法单边带发射机方框图必须强调指出,提升单

22、边带的载波频率决不能用 倍频的方法.由于倍频后,音频频率F也跟着成倍增 加,使原来的调制信号变了样,产生严重的失真.这 是绝对不允许的.例如,某短波单边带通信机,第一本振频率fl=1.4MHz,第二本振频率f2 = 34MHz在BM说选用 上边带,因而此处的裁按为 f1+f2 = 35.4MHz第三 本振频率f3 =3765.4MHz,连续可变,在BM呦 选用下边带.因此最后送到天线的载频为：f0=f3-(f1+f2 ) =1.6 30MHz 连续可变.常用作第一滤波器的有：石英晶体滤波器、陶瓷滤 波器、外表声波速波器等.至于第二、第三滤波器等, 由于中央频率已提升,采用 LC调谐回路,即能进

23、行 滤波.(2)相移法相移法是利用移相的方法,消去不需要的边带. 图9.6.4中两个平衡调幅器的调制信号电压和载波 电压都是互相移相900、因此,如果用vl与v2分别 代表这两个调幅器的输出电压(只考虑有用的边带, 不考虑谐波等),那么只取v与载波振荡电压v0的相乘 项,得： v1 V sin tsinw0t 0.5V cos w0 t cos w0 tv2 V cos tcosw0t 0.5V cos w0 t cos w0 t输出电压为：v3 Kv1 v2 KV cos w0 t) K为合并网络的 电压传输系数；V为平衡调幅器的输出电压幅度,与 V0以及V成正比.v3就是所需要的单边带信号

24、.图9.6.4相移法单边带调制器方框图由于它不是依靠滤波器来抑止另一个边带的,所 以这种方法原那么上能把相距很近的两个边领带分开, 而不需要屡次重复调制和复杂的滤波器.这是相穆法 的突出优点.但这种方法要求调制信号的移相网络和 载波的移相网络在整个领带范围内,都要准确地移相 90°,这一点在实际很难做到的.由于这种方法对移相网络元件数值的准确度要 求很高,因此,在要求对不需要的边带应有高度抑止 的正规干线中,相移法反而不如滤波法简单经济.而 且由于滤波器的性能稳定可靠,因此,滤波法仍然是 目前的标准形式.但相移法对于要求不高的小型电台 来说,还是有使用价值的.振幅解调电路,按解调方法

25、分有包络检波和同步检 波.包络检波是指检波器输出电压与输入已调波的包 络成正比的检波方法.这种方法只适用于 AM波. 同步检波是本地载波和发送载波必须保持同频同 相,即完全同步的检波方法.它对于AM、DSB、SSB、VSB都适用,但解调AM信号比包络检波复杂,所 以很少采用.9.9包络检波本节研究连续波串联式二极管大信号包络检波 器.图9.9.1为其原理图和波形图.图9.9.1二极管包络检波器原理图和波形图.图中,R为负载电阻,C为负载电容,它的值应 选取得在高频时,其阻抗远小于 R,可视为短路,而 在调制频率(低频)时.其阻抗那么远大于R,可视为开 路.此时输入的高频信号电压 vi比拟大.由

26、于负载 电容C的高频阻抗很小,因此高频电压大局部加到二 极管D上.在高频信号正半周,二极管导电,并对电 容器C充电.由于二极管导通时的内阻很小,所以充 电电流iD很大,充电方向如图9. 9.1(b)所示,使电 容器上的电压vc在很短时间内就接近高频电压的最 大值.这个电压建立后通过信号源电路, 又反向地加 到二极管D的两端.这时二极管导通与否,由电容器 C上的电压vc和输入信号电压vi共同决定.当高频 电压由最大值下降到小于电容器上的电压时,二极管就截止,电容器就会通过负载电阻 R放电.由于放电 时间常数RC远大于高频电压的周期,故放电很慢. 当电容器上的电压下降不多时,高频第二个正半周的 电

27、压又超过二极管上的负压,使二极管又导通.t1到t2的时间为二极管导通时间,在此时间内又对电 容器充电,电容器上的电压又迅速接近第二个高频电 压的最大值.这样不断地循环反复,就得到图 9.9.1 b中电压vc的波形.因此,只要适中选择只C和二 极管D,以便充电时间常数RdCRd为二管导通时的 内阻足够小,充电很快.而放电时间常数RC足够大, 放电很慢,RdC<<RC,就可使C两端的电压vc的幅 度与输入电压vi的幅度相当接近,即传辅输系数接 近10.另一方面,电压vc虽然有些起伏不平锯齿形, 但因正向导电时间很短,放电时间常数又远大于高频 电压周期放电时vc根本不变.所以输出电压vc

28、的 起伏是很小的,可看成与高频调幅被包络根本一致, 所以又叫做峰值包络检波.由此可见,大信号检波过程,主要是利用二极管的 单向导电特性和检波负载 RC的充放电过程.从已调波中检出包络信息,只适用于AM言号9.9.2包络检波器的质量指标检波效率：检波效率是指检波器输出信号的幅度与 输入调幅信号中包络的幅度之比.对于单频正弦信号调幅,这时的检波效率或称为检波器的传输系数为:KdcosmaVim需要说明,指的是两个不同频率信号的幅度比, 这与 一般放大器的增益概念是不同的.电流流通角:输入阻抗：检波电路是前级放大器的负载,它的输 入阻抗将影响前级的工作,需合理设计.VimR2KdVim/R 2Kd通

29、常Kd 1即是Rd R检波失真：要求检波器的输出信号波形与输入调幅 信号的包络之间只有时间延迟或幅度比例上的变化, 而不出现新的频率成分或改变原有各频率分量间相互关系,即不出现非线性失真或线性失真.图9.9.2惰性失真图9.9.4负峰切割失真R.C < 防止惰性失真条件是% ；防止负峰切割失真 "=交尸的条件是 r 1谐波输出：检波器的输出信号中,除有用信号外,往往还包含有载涉及其各次谐波分量.低通滤波器可 以使送往下级的检波信号中不包含这些分量,但在载 波频率较高时,在低通滤波器之前,这些分量就可能 通过空间辐射、寄生耦合或电源反应到前级,影响电 路工作的稳定性.因此在设计检

30、波器时,要尽量防止 载涉及其高次谐波的出现.相干解调：相干解调方法的方框图如下列图所示.它 是将调幅信号与一本地载波信号相乘以得出调制信 号分量.这个本地载波信号是在接收设备内产生的, 并且与调幅信号中的载波相干,或者说是同步的,即 本地载波与调幅信号中载波的频率相同,二者的相位 也应相同或有很小的相位差,所以这种解调方法又称 同步解调.非相干解调利用某些元件的非线性特性对调幅信 号进行非线性变换,也可实现调幅波的解调.它不需 要本地载波作为相干信号,因此称之为非相干解调.经常应用的非相干解调方法有小信号平方律解 调、平均包络解调和大信号峰值包络解调等.大信号峰值包络解调：当载波频率比调制信号的最 高频率高得多时,调幅信号幅度的包络线近似为调制 信号的波形.因此,只要能取出这个包络信号就可实 现解调.(要求 c 100 m ,其中m是调制信号最高频率.) 9.10同步检波由于DSB和SSB信号的包络不同于调