《自振荡反激式变换器的分析和设计》全文翻译(有插图)

1、自振荡反激式变换器的分析和设计Brian T. Irving 和Milan M. Jovanovi 三角洲产品公司电力电子实验室12173信箱，戴维斯大道5101三角研究园 北卡罗来纳州 27709 美国摘要 因其简单和元件数量少，在成本敏感的应用中，自振荡反激变换器是一种流行的电路。它被广泛地应用在移动电话充电器和数据处理设备的外接备用电源。不过，由于其操作一般是没有得到很好的理解，电路的优化几乎仅仅只是靠尝试。本文提出了一个自振荡反激变换器小信号模型的详细稳态分析，通过一个标准5V/2A隔离电源，提出并验证了控制电路和环路补偿设计准则。 ( 自激式反激变换器由于简单、原材料成本低，使其在对

2、成本敏感的应用场合得到了广泛的应用。它被广泛应用在移动手机充电器和信息处理设备的离线式电源中的待机电源模块。然而，此电路的最优化设计几乎全部依赖于试验性的方式，因为它的工作原理通常是不易理解的。本文展示了自激式反激变换器的详细的稳态分析和小信号分析。并通过一个离线式/的开关电源实例对控制电路和环路补偿的设计进行了介绍和验证。). 导言 自激式反激变换器，通常表现为振铃抑制电路(RCC), 一款在低功率离线式应用中完善的低成本电路。因其电路的控制可以在不牺牲性能的前提下通过几个独立的元器件来完成，电路的总体成本通常低于传统的调制反激变换器。 总的来说，这个电路的原理是不易理解的。从根本上这是因为

3、现存的文献大多以非常粗浅的方式来处理这个电路。因此，此变换器的设计通常遵循cut-and-try的试验性方式。而这是一个需要消耗时间的过程并往往得不到最优化的设计。 本文的主要目的是介绍了自激式反激变换器的完整的稳态分析和小信号分析，可用于电路的最优化设计。另外，通过一个离线式/的待机电源模块对控制电路的详细设计步骤进行了介绍和验证。 . 工作原理分析 自激式反激变换器工作在连续电流模式和断续电流模式(CCM/DCM)的边界，应用峰值电流模式控制。因此，电路工作在宽范围变化的开关频率下。电路的控制可分解为几个离散的简单、高效的过程。脉宽的调制和开关的驱动由一个三极管、一个正反馈绕组和一个电阻分

4、压网络来完成。在一些不需要高精度调制的场合，一个简单的反馈控制可由一个齐纳二极管来完成。然而，在需要严格的输出调制的场合，例如宽范围输入电压和宽负载电流的应用场合，反馈控制通常通过一个误差放大器来完成。 带输出电压调整的自激式反激变换器的电路图如图所示。变压器T1包含两个副边绕组：输出绕组s1和正反馈绕组s2。主输出Vo1是隔离的，由误差放大器/严格调整。 反之，辅助绕组o2是不隔离的，并通过变压器T1由主输出Vo1宽松地调整。包含Rd1和Rd2的电阻分压网络对输出电压Vo1进行侦测，并与跨导式放大器TL431内部的恒定的电压基准比较。元件EA1 , CEA2 , REA1用于电压控制环路的补

5、偿。侦测到的输出电压与基准电压的误差通过TL431放大并通过光耦IC1反馈到原边，即误差电流ie，并在电阻Rs 和Rf产生误差电压e，误差电压e与一个与开关电流is1成比例的电压累加后，与调制器的固定的门限电压比较，调制器由一个双极型三极管(BJT)Q1来完成，在这种情况下，门限电压即三极管的导通电压。零电流侦测元件CZCD 和RZCD , 和反馈绕组Ns2 ,侦测(有一点延迟)变压器T1的CCM/DCM边界，并传递能量到主开关S1，使开关初始导通。最后，电路的启动是通过电阻Rst从输入电压传递能量到开关管的输入电容Ciss来完成的。A.稳态工作 为简化图1所示的变换器在稳态工作下的分析，需作

6、几个近似。第一个近似是忽略变压器T1的漏感。这样就不需考虑初级绕组Np上的电压钳位（保护开关管S1免受振铃电压损坏）。第二个近似是把误差电流ie看作恒流源。并用之取代反馈网络中的误差补偿放大器TL431，光耦IC1，电容CF, 电阻Rd1, Rd2, RA, RB 。最后的近似是忽略主开关管S1的栅极与漏极间的电容CGD, 并把栅源极电容CGS 和漏源极电容CDS分别看作输入电容Ciss 和输出电容Coss . 并假设CO1>>CO2, RL1<<RL2. CO1>>CO2的假设意味着VO2的纹波电压远远大于主输出VO1 的纹波电压。另外一个假设是时间常数R

7、STCISS远远大于开关周期Ts ，即RSTCISS>>Ts. 有了这一假设，就可以在稳态工作中忽略启动电阻RST。 最后，假设整流管D1和D2为理想二极管，即导通压降为零。 为帮助理解变换器的工作状态，把图1中的电路在一个开关周期中的工作状态分解成图2中的十一个拓扑状态，包括电流和电压的参考方向，并在图3中展示了功率级平台和控制级平台的主要波形。 t=t0之前，电流iQce 和电压VCZCD 为正，开关管S1中CISS的电荷被晶体管抽取，开关管开始关断，导致电压VDS上升。 t=t0时刻，VDS达到VIN+NVo，整流管D1和D2开始导通。这一阶段如图2(b)所示，励磁电流iM瞬

8、时从开关管S1转化到输出整流管D1和D2。由于输出电容CO1>>CO2，当电压VO2上升时电压VO1可近似看成恒定不变，这样电流i2相对于电流i1将下降得更快，如图3中(d)和(e)所示。由于这一阶段整流管D2是导通的，电阻RZCD上的电压VRZCD为-(VGS+VS+VCZCD)-(VGS+VCZCD) , 电流iZCD通过电阻RZCD使CISS和CZCD放电。同时，晶体管Q1截止，电流ie流过RF, RS, RL2组成的环路。值得注意的是晶体管Q1只有在它的基射极电压VQbe低于它的截止电压时才会关断。由图2(b)知，VQbe=ieRF+iS1RSieRF,因为iS1RS<

9、;< ieRF，晶体管Q1在t0<t<t1期间截止（if ieRF<）.图2(b)的状态在t=t1时结束，这时VGS的电位降到了比晶体管Q1的VQbe低一个管压降，使基-集间PN结正向偏置。 当基-集等效二极管Dbc开始导通(t=t1)后,电流ie被电阻RF和Q1的基极分流。因为集-射极间电压VQce为负值，晶体管Q1工作在反向恒流区，电流iQce从射极流进集电极，如图2(c)所示。在这个阶段，电容CZCD继续通过电流iQce 和iQbc放电。结果导致电压VQbe成指数级上升，如图3的波形 f所示，同时电流i1和i2继续下降。当t=t2时，持续上升的电压VO2达到了绕组

10、电压V2，整流管D2关断，这一阶段结束。 t=t2后，电容CZCD继续通过绕组NS2放电，如图2(d)所示。在这一整个阶段电流i1继续下降。在t=t3时，电流i1下降到零，这一阶段结束，即变压器存储的能量全部释放完。 因为在t=t3时刻S1漏源极电压VDS高于输入电压Vin，电容COSS开始与励磁电感谐振，如图3中波形(b)所示。结果初级绕组VP下降，使次级电压V2有对应比例的下降。电阻RZCD上的电压随着V2下降而下降，导致电流iZCD下降。在t=t4时电流iZCD达到零，这一阶段结束, 如图2(e)所示。 t=t4以后，电流iZCD开始向相反的方向流动，电容CZCD, CISS开始重新充电

11、，如图2(f)所示。电压VGS的上升导致集射极电压VQce上升，二极管Dbc关断，使晶体管Q1关断。同时电容Coss继续谐振放电，进一步降低了次级绕组V2。结果，电阻RZCD上的电压上升，使电流iZCD更快地上升。这一阶段在t=t5时结束，这时变压器上的电压下降到零。 t=t5以后，电容Coss继续放电，绕组电压极性反向，如图2(g)所示。在这一阶段，驱动电压VO2+V2持续上升，使电流iZCD也持续上升，上升的电流iZCD使电压VGS上升，反过来加速电容COSS的放电，而进一步使VO2+V2上升，这个正反馈一直持续到电压VGS达到VTH (t=t6), 开关S1导通进入恒流区。 t=t6后，

12、栅源极电压VGS随着电流iZCD继续向电容CISS流动而继续上升，如图2(h)所示。当t=t7时栅源极电压VGS达到了使开关S1进入饱和区的电平时，这一阶段结束，开关管完全导通。 当开关完全导通后，漏源极间电流iS1开始以diS1/dt=Vin/LMr 的斜率线性上升。限流电阻RS上的电压降VS=iS1RS也以这个斜率上升。这将提升开关管S1源端的电位，也提升S1门极的电位和Q1基极的电位，如图3的波形(a)和(f)所示。当t=t8时，VQbc达到了它的开启电压V，晶体管Q1开始导通，如图2(i)所示。值得注意的是为防止S1的门极电压超出它的最大额定电压，在S1的门极和地之间需加一电压钳位(如

13、一个齐纳二极管)。一旦门极电压被钳位后，电流从输入电容CISS中分流到钳位电路中直到门极电压低于钳位电压电平。 t=t8后，电压VQbc因VS=iS1RS上升而继续上升，Q1的基极电流iQbe的上升导致电流iQce 的上升。在t=t9时电流iQce等于电流iZCD，这个阶段结束，栅源极电容开始放电，如图2(j)所示 随着VGS下降，开关S1开始关断。当t=t10时，电压VGS下降到开关S1的门限电平VTH，开关S1关断。这个阶段如图2(k)所示。 开关管关断之后，S1的输出电容开始充电使VDS上升。这个阶段如图2(l)所示，当电压VDS+VSVDS达到Vin+NVo时这一阶段结束。同时，次级整

14、流管D1和D2开始导通，晶体管Q1关断，这样就完成了一个开关周期的工作。B.小信号模式 保持系统稳定才能完成严格的输出电压调整和良好的动态性能，补偿元件CEA1，CEA2和REA1必须被确定。无论如何，在控制环路中，误差放大器补偿的设计优化需要小信号传递函数的认识。因为自振荡反激转换器工作于一个可变的开关频率，小信号框图模式不同于常规，固定频率方式的PWM转换器，参考文献3。二、设计指导 工作在CCM/DCM模式的自激式反激变换器的功率级的设计良好地遵循着反激变换器的设计规则，已超出了本文的范围。然而，零电流侦测元件RZCD, CZCD的选择，以及与反馈环路相关的元器件的选择，并不容易理解，因

15、此在下文将详细讨论。A 稳态考虑要在稳态条件下得到良好的输出电压的调整，斜波电压iS1RS叠加上直流电压ie(RF+RS)必须在整个电压范围和负载范围内满足“调节窗口”，如图6所示。调节窗口的上限是晶体管Q1的截止电压，这与所选的晶体管有关。调节窗口的下限由满载电流决定。要得到良好的输出电压调整，电阻RB,RS,和RF必须谨慎选择以限制误差电流在调节窗口之内。最大误差电流iemax 发生在最小负载时，如图6所示。在最小负载时，需要很少的能量去维持输出电压，因此开关管开通的时间也非常短。相反地最小的误差电流发生在满载时，因为满载时需要更长的导通时间以存储足够的能量。值得注意的是不像传统的PWM其

16、开始导通的时间由三角波电压达到控制电压的那一刻决定，其控制电路的开始导通的时间由基极电压VQbe到达它的截止电压时，足够的电荷从输入电容CISS通过晶体管Q1移除时决定。 稳态状态工作时控制电路元件的选择主要基于电路的工作范围和元器件的额定值。特别地，误差放大器TL431的阴阳极电压VKA和阴极电流IK限制在VRDF<VKA<36V, 1mA<IK<100mA。电压VKA可以表示为 从图5可看出，在最小负载时，电流IK是最大的，IK = ie/,因此，电压VKA最小。电阻RB可表示为 侦测电阻RS的选择主要受最大功耗限制，一般选择为电路最大功率的0.1%，即 电阻RF的

17、选择主要受最小负载时最大误差电流iemax 的限制，即 电阻RF的选择应远远大于RS。在满载时，电阻RF和RS的选择进一步受最小误差电流ie min 和最大开关电流iS1pk 的限制。 其中 最后，误差电流ie与光耦的阴极电流IK和电流传输比相关 稳态工作下控制电路元件RF,RS,RB的选择可以分解为五个设计步骤，如表2所示。值得注意的是电阻RB的值会影响环路直流增益，应根据步骤5尽可能选择小的值来提高环路增益。当考虑系统稳定性时，可重新估量电阻RB的值。元件RA,CZCD和RZCD的设计可由表2中的步骤1-7来独立地确定。例如，电阻RA是为了减小光耦IC1的光敏三极管的功率损耗PIC1， 电容CZCD的作用是在电路启动时，阻隔直流电流，同时允许电荷通过启动电阻从输入电压传递到开关，直到开关第一次导通。在其他方面，电容CZCD仅仅延迟了开关完全导通的时间，增加了开关通过恒流区时所消耗的时间，在功率变换效