AD8362检测器

1、29AD8362 50Hz-2.7GHz TruPwr检测器特点：充分完善地校准测量/控制系统从50Hz到2.7GHz，精确的有效值-直流转换50欧姆系统中，输入动态范围60dB：-52dBm到+8dBm不受波形和调制方式的约束，如GSM/CDMA/TDMA分贝为单位的线性输出，刻度为50mV/dB。一致性误差为0.5dB在-40摄氏度到+85摄氏度，供电电压4.5v-5.5v电流24mA条件下。所有功能稳定工作。消耗功率1.3mW。应用：功放的线性化/控制环路传输功率控制传输信号强度检测（TSSI）RF仪表封装的框图图1简述AD8362是一种真有效值响应的功率检测器，测量范围60dB。它能满

2、足多种高频通信系统和仪表对精确信号功率检测的要求。它使用简单只需要5v电源和一些电容。可以工作在从极低的频率到2.7GHz并能接受最小1mv到1v 的有效值输入。对于大峰值因子的信号，可以满足精确测量CDMA信号的要求。输入信号被送入一个可变的梯形电阻衰减器进行衰减，这些衰减器组成了可变增益放大器的输入级。有12个抽头，采用一种平滑的内插专利技术，使衰减值可以连续准确变化，衰减值的设定由“VSET”脚的电压控制。衰减后的信号送到一个高性能的宽带放大器进行放大。再由一个宽带的平方律检波器检波，检波输出的脉动信号经滤波后 与另一个平方电路的输出进行比较。这个平方电路的输入由“VTGT”脚提供，它是

3、一个固定的直流电压，通常与提供精确125V参考电压的VREF脚相连。 两个平方电路的输出信号差分输入到高增益误差放大器后，将从“VOUT”脚通过线-线输出一个电压信号。在控制模式下，低噪声的输出信号可用于改变系统RF放大器的增益，从而平衡输入信号功率。 用于做功率测量器件时，VOUT和VSET直接相连。输出与输入信号的有效值的对数成正比。因而读数可以直接用dB表示，刻度为每十个刻度为1v或者说斜率50mv/dB。在控制模式下，VEST的输入电压决定功率电平。要求在输入为0时，背离切入点。输出缓冲器可以提供高负载电流。 AD8362在PWDN脚为逻辑高电平时进入电源休眠，功耗仅为1.3mW。25

4、时电源恢复在20us内达到20mA的工作电流。AD8362采用16脚TSSOP封装，可在4085的温度范围内工作。有评估电路板可用。详细规格=5V, T = 25°C, ZO = 50 , 差分输入驱动不平衡变压器,除非另作说明，VTGT连接VREF，VOUT连接VSET。表1参数条件最小典型最大单位所有的功能 最大输入频率 2.7GHz输入功率范围（差分） 最低值 最高值50欧姆系统，单位dBf2.7GHz，输入1：4不平衡放大器-52dBm+8输入电压范围 （差分）最低值最高值终端输入有效值电压f2.7GHz，输入元件的输入端1.12mVrms1.12Vrms输入功率范围 （单边

5、信号）最低值最高值单端驱动，连续波，f2.7GHz输入输入端电阻网络 -40dBm 0输入电压范围 （单边信号）最低值最高值终端输入有效值电压,f2.7GHz2.23mVrms2.23Vrms输出电压范围最低值最高值200一般为Vs-0.1+100mV+4.9V参数条件最小典型最大单位输出刻度（对数斜率）50mV/dB误差性能60dB范围内，f2.7GHzdB射频输入接口输入电阻脚INHI，INLO，交流耦合单端驱动，100200输出接口输出范围完整的电压范围 最低值最高值源电流回转上升速度回转下降速度上升时间，10%-90%下降时间 90%-10%宽带噪声VOUT管脚200测量模式，f=90

6、0MHz，PIN = 52 dBm 测量模式，f=900MHz，PIN = +8 dBm VOUT保持在Vs/2，变动1% =open0.2V1.8V，CLPF=01.8V0.2V，CLPF=0CLPF=1000PF，fSPOT 100 kHz 0.1 4.90.32 0.483.44 3.52 48 60 5 450.470VVVMAV/usV/usNsUsnV/Hz VSET接口定义的输入电压范围输入阻抗刻度（对数斜率）刻度（对数截止点）VSET管脚误差±1 dB f=900MHzf=900HMz，输入1：4不平衡变压器0.5 3.75 6846 50 54-64 -60 -56

7、-77 -73 -69 VkmV/dBdBmdBV参考电压 输出电压温度灵敏度输出阻抗VREF管脚25°C 40°C TA +85°C 1.225 1.25 1.2750.088VmV/°C 有效值基准接口输入电压范围输入偏置电流增加的输入电阻VTGT管脚测量范围=60dB，误差±1 dBVTGT=1.25VVTGT=0V0.625 2.5 -28 -52 52VuAuAk参数条件最小典型最大单位电源休眠接口 逻辑开 逻辑关输入电流开启时间关闭时间PWDN管脚逻辑低电平逻辑高电平逻辑高逻辑低从PWDN变为低电平，到VOUT降到10%CLPF=1

8、000pF从PWDN变为高电平，到VOUT降到10%CLPF=1000pF13 230 5 14.5 2.5VVuAuAns us供电接口 供电电压 静态电流 供电电流VPOS管脚关闭时4.5 5 5.520 220.2VmAmA900MHz 动态范围偏移VS温度对数斜率对数截止点背离的CW响应参考最佳线性的误差±1.0 dB线性，CW输入±0.5dB线性，CW输入与25°C的输出对比40°C < TA < +85°C; PIN = 45 dBm 40°C < TA < +85°C; PIN = 20

9、 dBm 40°C < TA < +85°C; PIN = +5 dBm 5.5dB峰值-有效值比例（IS9反向链路）12dB峰值-有效值比例（WCDMA4信道）18dB峰值-有效值比例（WCDMA15信道）6562-1.7 -1.4-146 50 54-64 -60 -56 0.2 0.2 0.5dBdBdBmV/dBdBmdBdBdB1.9GHz 动态范围偏移VS温度对数斜率对数截止点背离的CW响应参考最佳线性的误差±1.0 dB线性，CW输入±0.5dB线性，CW输入与25°C的输出对比40°C < TA &l

10、t; +85°C; PIN = 45 dBm 40°C < TA < +85°C; PIN = 20 dBm 40°C < TA < +85°C; PIN = +5 dBm 5.5dB峰值-有效值比例（IS9反向链路）12dB峰值-有效值比例（WCDMA4信道）18dB峰值-有效值比例（WCDMA15信道）6562-0.6 -0.5-0.3 51 -59 0.2 0.2 0.5dBdBdBmV/dBdBmdBdBdB参数条件最小典型最大单位2.2GHz 动态范围偏移VS温度对数斜率对数截止点背离的CW响应参考最佳线性的误

11、差±1.0 dB线性，CW输入±0.5dB线性，CW输入与25°C的输出对比40°C < TA < +85°C; PIN = 45 dBm 40°C < TA < +85°C; PIN = 20 dBm 40°C < TA < +85°C; PIN = +5 dBm 5.5dB峰值-有效值比例（IS9反向链路）12dB峰值-有效值比例（WCDMA4信道）18dB峰值-有效值比例（WCDMA15信道）6565-1.8 -1.6-1.3 50.5 -61 0.2 0.2 0

12、.5dBdBdBmV/dBdBmdBdBdB2.7GHz 动态范围偏移VS温度对数斜率对数截止点背离的CW响应参考最佳线性的误差±1.0 dB线性，CW输入±0.5dB线性，CW输入与25°C的输出对比40°C < TA < +85°C; PIN = 45 dBm 40°C < TA < +85°C; PIN = 20 dBm 40°C < TA < +85°C; PIN = +5 dBm 5.5dB峰值-有效值比例（IS9反向链路）12dB峰值-有效值比例（WCDMA

13、4信道）18dB峰值-有效值比例（WCDMA15信道）6362-5.3 -5.5-4.8 50.5 -58 0.2 0.2 0.4dBdBdBmV/dBdBmdBdBdB全部的额定最大值表2参数额定值供电电压VPOS输入功率等效电压内部功耗JA 最大结温度工作温度范围存储温度范围传导温度范围（焊接时间60s）5.5V13dBm2V有效值500mW125°C/W 125°C/W 40°C +85°C65°C+150°C 300°C 工作在最大额定值以上可能对器件造成永久性的损坏。在此只是说明最大额定值，并不赞成工作在最大值或高

14、于这个值上。长期工作在最大额定值上会影响器件的稳定性。 ESD注意ESD（静电放电）敏感元件。静电经常在不知不觉中聚集在人体或仪器上，其放电电压可达到4000V。尽管该产品加入了ESD保护电路，但静电仍有可能对它造成永久性的损坏。推荐采取适当的静电防范措施，避免性能下降或损坏。管脚配置和功能描述图2，管脚配置表3，管脚功能描述编号名称描述等效电路1，8COMM接地公共接地端。连接系统的公共端。2CHPF输入高通滤波器。它与地之间的电容决定输入信号高通滤波器的3dB截止点。3，6DECL和的去耦端，应通过一个大电容连接到地，以构成完整的输入电路4，5INHIINLO差分信号输入端。输入阻抗=20

15、0 。也可以驱动单端-终点，这是输入阻抗减少到100欧姆。电路A7PWDN开关控制输入。当为逻辑高电平时AD8362关闭。9CLPF环路滤波器积分电容连接端10，16ACOM输出放大器的公共接地端11VSET设置电压输入端；测量模式时直接与VOUT相连。控制模式时，用来设置输入控制模式。电路B12VOUT有效值输出。在测量模式，VOUT一般与VSET连接。电路C13VPOS连接5v电源14VTGT对数截止电压，与输入该脚的电压成正比。用来做参考电压，增加峰值容量。一般与VREF相连。电路D15VREF1.25通用参考电压输出，一般直接提供给VTGT。电路E等效电路典型性能特性设置概述设备AD8

16、362应用的大多数硬件配置在图35中显示。信号源是罗德与施瓦茨的SMIQ03B。1：4不平衡变压器用于将RF信号变成差分信号。图27，28中的响应测量配置在图36中。图29，30的配置在图37中显示。图31的配置在图38中显示。分析这个斜率和截止点，是在中心工作范围内通过线性回归系数采集数据计算的来的。误差表现为两种形式：CW的线性响应误差，和25°C 的输出增量。来自CW波的线性响应的误差是输出理想增益和输出参考电平转换成分贝的误差。这个测量是针对CW波和调制波的线性响应。误差（dB）的计算方法： P z是截止点，单位dBm使用每个器件斜率和截止点计算后修正了测量CW波线性响应的误

17、差。同时校正了线性和调制对器件响应的影响。+25的误差使用给出的器件典型性能和波形作为参考，似的测量输出随温度变化。 图36调制脉冲响应的测量设置 图37 电源休眠的测量设置图38 门开启的测量设置电路描述 AD8362是完善的校准，高精度，有效值-直流转换器，它测量范围超过60dB。能够工作在低频和至少2.7GHz的高频信号下。与普通的有效值-直流转换器不同，它的响应带宽不受信号幅度的影响。-3dB点在3.5GHz。这个精确测量波形部分的能力具有很高的峰值-有效值比（顶尖因子）它不受信号频率和大小的影响。 这个独特的功能使得AD8362可以被用于校准比例大于1000000：1的RF功率计，闭

18、环系统功率控制，通用有效值响应伏特计，和许多低频的应用。这个元件包含高性能AGC环路的核心部件（图39）。在生产时利用激光消除100MHz测试环境下全负荷工作时的容差。他的线性，带宽，为可调增益放大器提供电压增益，Gset；这些可用于精确的指数（线性-dB）控制Vset。控制范围达到68dB（-25dB-+43dB）。即使留下充分的保护间隔 ，从-21dB-+39dB，这60dB的中心范围也是非常有用的。调整VTGT使在高峰值因数下调节信号，以显示可调的偏置范围。VGA增益 （1）Go是固定偏置增益，VGNS 定义增益斜率（每伏特的dB变化）的比例电压。注意增益随小。VGA输出 （2）VIN

19、是AD8362输入端的交流电压。虽然输入差分信号时动态范围最大，但输入源可以是单边信号和差分信号。输入单边信号时会有高频不平衡的影响，这在低频（50Hz-500MHz）很少出现，但是峰值电压能力总是分成两路差分运行。平方率检测 可变增益放大器的输出(VSIG) 到平方率检波。这项检测是对交替信号的真实有效值的响应，它与波形无关。他的输出摆动电流(ISQU)是 绝对平均值。这个电流由片上电容(CF) 集成，它一般是通过外部电容(CLPF) 来扩展平均时间。它是输出电压通过5增益的缓冲器，和线-线的直流耦合放大器输出（VOUT）用于测量或控制。 大多数应用中，AGC环路是闭合的由VSET到VGA增

20、益控制电压再由VOUT输出使用。在测量模式下，这个闭路是简单的将VSET与VOUT相连。在控制模式下，一些大系统会有反馈回路，工作原理相同。摆动电流(ISQU) 与固定设置的基准电流(ITGT) 反向平衡。在精确的集成电容下，在 （3） 时AGC环路达到平衡。ITGT 由第二个平方参考单元提供，平方单元的输入是基准放大电压VATG 。它是VTGT输入电压的小数部分。这两路平方单元在IC中电性能和实现方式是一样。可以减小平方率功能对温度特性变化的依赖。 因此，VTGT（和它的小数部分VATG ）决定VGA提供给AGC环路的电压。当两个平方电路信号比例参数精确匹配时，满足 （4） 时，等式3才满足

21、。 一般的解决方法，两边同时求均方根值（有效值）。这样为了使其一致，通过改变VGA增益和电容滤波求平均值来达到系统确定的关系。 （5）将等式（2）的带入（5） (6) 作为测量装置，VIN 是未知的，其他所有参数都在设计固定。由等式6得： (7)得： （8）VZ = VATG/GO 是截止电压，因为(VIN) = VZ 时VSET必须为0。当作为测量装置时，输出缓冲器直接接到VSET，以关闭AGC环路。将VOUT=VSET代入（8）式，并求以10 为底的对数，使转换成分贝值： （9）VSLP 是斜率电压，也就是输入振幅每变化10个单位，输出电压变化1个单位。记为VSLP = VGNS log

22、(10) = 2.303 VGNS. 在AD8362中，VSLP 在100MHz信号时用激光校正到1v。因为没10个单位等于20dB，所以斜率稳定在50 mV/dB.因此 ，要改变斜率值就要改变VSLP 的有效值。截止电压VZ 也由激光校正到224uV（-60dB，50欧姆系统）。在理想系统中，输入有效值等于该值时，VOUT为0。在实际信号下，VOUT不能完全接地，在此Vz是推测值。电压VS功率校正AD8362可以从低频到微波频率精确的测量电压有效值。在低频工作时，输入一般为伏特有效值或dBV（分贝与1v有效值的关系） 在高频时，信号电平通常用功率单位。在这个电路环境中，源和终端阻抗是大体的缩

23、放比例的主要部分。在这个条件下，输出电压表示为：VOUT = SLOPE × (PIN PZ) （10） 其中PIN 和截止点PZ 用dBm表示。 事实上，响应会稍微偏离等式10中的理想直线。这个偏差叫做起控一致性误差。在高精度测量装置中，一般都提供这样的误差图表。它是用最好的直线上的测量数据计算的来的。可以确定真实的确定条件下的动态范围。 图40中显示了图42电路所有输入所对应的输出。与理想功能的一致性也在图示中。这由数据点的线性回归决定的。数据点是中心部分在+25°C 数据迁移后的值。 40°C, +25°C 和+85°C 的误差，是用每个

24、输入信号对应的理想输出与真实输出的差，并由回归平均斜率区分这些数据，在转化成测量分贝误差。（刻度在图40的右边轴上） 误差的产生，不仅包括由温度变化所产生的与理想值的偏差，还包括了所有由温度引起的额外误差。值得注意的是图中对温度变化不大（垂直刻度的误差） 图40的性能曲线还显示出周期性的波动。这是由于衰减器采用内插技术来选择衰减信号。这不仅对离散的切入点，而是对所有的点距。如此提供了连续的衰减值。被选中的信号送入AD8362的3.5GHz，40dB固定增益的VGA前级放大器中。AD8362信号输入部分的原理图如图41所示。阶梯衰减器由11级组成（12个阀），每一级衰减为6.33dB。每个阀都与

25、可变跨导单元相连，跨导的偏置电流决定了阀的信号的衰减值。控制机通过产生离散高斯分布偏置电流决定哪一级工作。它是从左到右的开始衰减的。因此，输入信在VSET输入端电的控制下，最多可衰减69.3dB。跨导设置邻近级的具方法是，沿着衰减计算滑动直到曲线的一致性好为止。它的幅度随温和频率有细微的变化（见图10，11，12）。要注意的是，系统响应的输入信号INHL和INLO不是完全独立的，输入管脚并并非彻底的差分信号。偏移消除为处理可变增益放大器中微小的直流偏移，使用了零偏移环路。这个环路的高通角频率预置为1MHz，可以充分在任何高频下使用。当AD8362被用于低频时，角频率可按需减少，只要在CHPF上

26、加电容接地，容值按200uF/Hz计算。例如，要降低高通角频率到150Hz。就需要1.33uF的电容。电压偏移随VGA工作时增益的真实值和输入信号幅度改变。这种类型的变化基线，在VGA中是普遍的，但在AD8362中则更明显，因为它的工作方式是使偏移量沿着6.33dB范围的轴波动。当CHPF的值过大，便宜量补偿将滞后于VGA增益变化。VGA增益可以增加时间使得环路充分补偿，而得到稳定的输入振幅。闭合环路的时域响应加在平方单元输出端的外部低通均值电容（CLPF）对波动被测信号进行充分滤波。这个电容的最佳值取决于应用方式，粗略的为900uF/Hz。例如，5uF电容滤波频率为180Hz。在标准的测量模

27、式下，VSET与VOUT相连。当输入信号振幅发生少许变化（很小的dB值）。环路的时域响应是线性的。3dB低通截止频率定义为fLP = 1/(CLPF × 1.1 k) 。当fLP = 3 MHz，环路内部延时电容使用推荐的最小值300pF。当输入信号振幅发生大的突变，环路响应变成非线性的。工作在RF测量模式 AD8362工作在测量模式下的基本连接见图42。AD8362要求5v单电源供电，电源电压在±10% 内不会对性能造成影响。 电源接在VPOS 管脚，如图42所示去耦电容要对整个输入频率范围呈低阻抗，并且要尽量靠近VPOS脚。图中使用两个不同的电容并列，来减少阻抗，因为他

28、们对应的频率不同。但测量精度与去耦电容没有紧密的关系，因为高频信号的通道都严格限定在相关的管脚上。两个DECL脚的接地导线和INHI/INLO到输入耦合电容的导线要尽量的短。所有的接地端要立即接地。 设置测量模式，VOUT与VSET相连，VTGT与VREF相连。元件的关闭 PWDN为逻辑高电平时AD8362被关闭。PWDN可以直接接地，使AD8362持续工作。当PWDN为高电平时，电流是20mA，供电电压和输入信号对其没有影响。当把PWDN切换到低电平，供电电流减小到230uA。推荐的输入耦合 在AD8362的整个动态范围中，尤其在高频（500MHz以上），都使用差分信号输入。在图42中，输入

29、端用一个不平衡变压器。阻抗比是1：4（1：2的转换比例），50欧姆输入信号通过这个不平衡变压器接到阻抗200欧姆的AD8362差分信输端。不平衡变压器的输出要经过交流耦合再输入到AD8362中。本例中使用的不平衡变压器(M/A-COM ETC 1.6-4-2-3) 与AD8362工作在0.5GHz-2.5GHz的评估电路板中使用的一样。如果使用了中心抽头的磁耦合转换器，连接中心抽头和DECL，它的偏置电压也3.6v在低频时不需要阻抗匹配，AD8362能够驱动低阻抗的差分信号源，记住输入端必须交流耦合。选择输入耦合电容 如前述，输入信号必须交流耦合。输入耦合电容与200 输入阻抗共同影响输入高通

30、截止频率，该频率等于FHP = 1/(200 × × CC) 典型的，FHP 至少应等于输入频率的十分之一。单端信号输入 根据记录，AD8362的输入级最好使用平衡信号输入，这样可以实现所有功能。在许多情况下，不平衡信号可以直接接到两个输入脚的任何一个，但这样首要的缺点就是500MHz以上动态范围减小10-15dB。 图43所示，AD8362对输入信号有多路耦合。因为输入脚偏置在3.6v（电源5v），接地是需要隔接直电容。信号频率大于5MHz时隔直电容1nF就足够了。INHI和INLO都可以作为输入端，这里选择了INHI。 外部的100 分支电阻与内部100 single-

31、ended输入阻抗形成50 匹配。不用的输入端（本例中是INLO）要交流耦合接地。图44所示，当single-ended驱动AD8362在不同频率的转移特性。结果显示single-ended驱动下AD8362在顶部的线性性能变差 工作在低频 一般的直流有效值转换基于接口技术，信号的有效带宽与信号幅度成比例。而AD8362的3.5GHzVGA带宽不受它的增益影响。因为这个放大器是内部支流耦合的，此系统在低频时也能作为高精度有效值电压计，保持良好的线性分贝输出。可用于如：地震，音响，声纳等设备中。当AD8362工作在任何低频时，仍需要交流耦合输入端。在这种情况下，输入耦合电容必须使被测信号中最低频

32、率成分实现最小衰减。例如：在1.5KHz时降低3dB，就需要1uF的电容，因为输入阻抗是100 （差分输入是200 ），计算方法：1/(2 × 1.5 k × 100) = 1 F。另外，为了降低VGA的高通角频率，CHPF脚必须大电容接地。（电容的选择见“选择CHPF值“章节）更多AD8362和其他在低频中可用的RF功率检测器，见应用笔记AN-691：应用在低频的RF检测产品。选择CHPF的值 AD8362的3.5GHz可变增益放大器包括一个消除偏移的环路，这个环路使用一个高通滤波器实现。为了更好的测量输入信号的幅度，这个滤波器角频率(fHP) 必须低于测量带宽频率的最小

33、值。其外部电容值为 （12） 当工作频率低至100KHz时，设置fHP 为25KHz(CHPF = 8 nF)。当频率高于2MHz时，不需要外部电容，因为这是内部电容已经足够了。选择CLPF的值 在标准的测量模式下，VSET和VOUT连接。为了输入幅度有微小变化时，分贝值也有微小变化。这个环路时域响应的理想3dB低通角频率应该是fLP = 1/(CLPF × 1.1 k)。本地环路的内部延时设置成推荐的最小值，该最小值电容为300pF，这时fLP = 3 MHz。 在低频时，或需要更长的平均时间。使用这个式子CLPF = 900 F/fLP (fLP in Hz) （13）当信号中有

34、大的峰值因子，如CDMA和WCDMA信号，CLPF必须比所需的值更大一些。这归因于复杂信号中一些重要的低频成分，在AD8362输出产生的波动。增加CLPF值同时也增加了AD8362对输入响应的步长。 表4中给出了CLPF在常用的调制时的推荐值。对任何情况，CLPF要增加直到噪声在50mV以下。表中还给出了10%-90%输入响应步长。如果不能增加响应时间，则需要减少CLPF。如果AD8362的输出被采样后送入模数转换器，在数字域中求平均值可进一步减小残留的噪声。图45显示了AD8362在WCDMA单载波信号（2140MHz）驱动下，滤波电容的改变对残余波动和上升/下降时间的影响。调节VTGT适应

35、高峰值因子的信号外部直接连接VREF（1.25V）和VTGT来设置内部基准电压。这个基准电压是有效值电压，由VGA提供用来平衡AGC反馈环路。 在缺省设置下，VREF 1.25v设置的基准电压为0.06*1.25=75mv。从理论上讲，电压大于或小于这个值都能驱动VTGT。这项技术可以用于改变截止点，从而增大或减小装置的输入灵敏度。或提高在大峰值因子信号下的测量精度。例如，VREF通过1K电阻衰减后接入VTGT，就要求VGA把它平分成37.5mv有效值输出。在这个条件下，来自平方单元的信号有效活动路径加宽一倍。这有利于系统处理峰值因子。图46和图47显示AD8362在扫描不同峰值因子的一系列信

36、号时，不同VTGT对测量精度的影响。每个信号的峰值因子在表中列出。在图46中，VTGT设置为默认值1.25V，图47中减少0.625V减小VTGT同时也减小了截止点。更重要的是误差曲线的变化。注意到图47中误差曲线都重叠在一起，而图46中各误差曲线在垂直方向分布。这表明，当预期输入峰值因子范围大时要减小VTGT。VTGT同样可以大于默认的1.25v。这会增大截止点，在被测信号峰值因子变化较大时，这将对测量精度带来不良影响。 改变斜率迄今为止，没有讨论工作条件改变对对数斜率（式9）的影响。对数斜率可以通过控制VOUT的小数部分来改变。这里VOUT是反馈到VSET的。当VOUT的所有信号都反馈到V

37、SET，斜率为默认值50 mV/dB。可以通过增加这两个管脚间的驱动电压来改变它。如图48所示。适当的降低阻值可以减小由VSET的70 k 输入阻抗引起的误差。这个串连电阻也负担输出，实际上如果阻值太小会减小负载能力。该阻值计算如下R1 = R2' (SD/50 1) （15）SD 是期望得到的斜率值，用mV/dB表示。R2'是R2与70 k并联后的阻值。例如，R1=1.65k ，R2=1.69k （则R2'=1.649k ），默认的斜率则增长到100mv/dB。注意，这种方式的双倍斜率增长会衰减输入功率-10dBm，因为VOUT的电压变化是有限的（5v供电时是4.9v

38、）温度补偿和减少传输波动 使用图50中的两项技术可以有效的减小AD8362的传输功能摆动和截止点漂移。CLPF比默认值减小,在宽带调制输入信号下，这个结果会增加输出反馈给VSET的噪声。 这个信号中的噪声使得VGA增益在中心点附近摆动，信号中的噪声使得VGA增益在中心点附近摆动。去掉高斯内插器向前R-2R个阶梯。由于增益控制电压不断地在至少一个高斯内插器切入点上穿过。VGA输出的有效值信号强度和VGA控制电压的关系，变成独立于VGA增益控制波动。输入平方率单元的信号变成AM调制。但这并不会改变信号的峰均比。由于减小了滤波器电容，误差放大器输出端的有效值电压包含了较大的峰-峰值噪声。同时将这些噪

39、声完整的反馈到VGA增益控制输入端，这个有效值电压在外部测量点可用简单的滤波器滤除有效值电压包含的大量噪声。图50所示电路中还加入了温度传感器来补偿温度漂移和截止。因为温度漂移随频率变化，所以不同频率时温度补偿要改变R1和R2。补偿技术见应用笔记AN-653：利用高动态范围有效值RF功率检测器提高电路温度，稳定性和线性。工作在控制模式AD8362的VOUT管脚提供了控制器模式。利用VSET设置点电压，AD8362可以用于控制子系统输出功率随增益控制信号的减小而单调递增。，如功放（PA）可变增益放大器（VGA）可调电压衰减器（VVA）。工作在控制模式，VOUT和VSET的连线断开。设置点电压由V

40、SET的输入提供，VOUT连接可变增益放大器VGA的增益控制终端。AD8362RF输入端连接VGA的输出端（一般使用直接耦合或工分器和一些额外的衰减）。基于工作在测量模式时VOUT和RF输入信号定义的关系，AD8362要调整VOUT（VOUT现在作为误差放大器输出端）电压，直到RF输入端电平与VSET相适应。例如，在闭环系统中，如果VSET是3v，VOUT要增大或减小直到输入信号等于0dBm。这个关系符合测量模式时的转换功能（见图10，11，12）因此，当AD8362工作在控制模式，VSET与VOUT没有确定的关系。VOUT为了平衡INHI/INLO的输入信号电平和VSET。为了使这个输出功率控制环路稳定，要用大电容连接CLPF和地。这个电容整合掉环路不平衡时的内部误差电流。为了适应VGA的更高的信号，增大VSET后也要相应的增大VOUT。因此VGA和VVA要具有反向功能。换句话说，增加增益控制电压来减小增益。如果