开关电源设计很全的资料

1、1 目录1开关电源的特点与分类11.1线性、开关电源的特点11.2开关电源的电路类型11.3开关电源的工作模式41.4零电压开关(ZVS)和零电流开关(ZCS)方式52开关电源的拓扑结构72.1BUCK变换器的基本原理72.2BOOST变换器的基本原理82.3BUCK/BOOST变换器的基本原理92.4反激变换器的基本原理112.5正激变换器的基本原理152.6推挽式变换器的基本原理172.7电流型半桥变换器的基本原理192.7.1基本原理192.7.2控制要求222.8电压式半桥式变换器232.9全桥式变换器的基本原理242.10半桥LLC谐振变换器的基本原理263变压器的设计323.1变压

2、器的工作原理323.2变压器的模型343.3高频变压器对磁芯材料的要求363.4高频变压器设计考虑的几个问题373.5寄生参数和影响383.6高频变压器设计步骤404高频变压器的绕组474.1Ansys 有限元分析软件474.2通电导线的集肤和邻近效应524.3不同绕组结构对高频变压器电磁参数的影响534.4不同绕组结构高频变压器的设计示例575AC/DC开关电源实例625.165W 反激开关开关电源625.1.1产品特色635.1.2典型应用及引脚功能描述645.1.3TOP264-271 功能描述655.1.465 W通用输入适配器电源695.224W 反激开关电源的设计735.2.1电路

3、原理图735.2.2电路描述765.2.3变压器规格785.3带PFC的半桥谐振LLC开关电源805.3.1PFC电路805.3.2LLC部分865.4120W/19V双开关反激式开关电源1165.4.1FAN6920介绍1165.4.2功能说明1195.4.3电路图1406DC/DC开关电源实例1416.1隔离式正激DC-DC变换器1416.1.1基本性能和典型应用1426.1.2应用信息1446.1.3控制信息1606.230W正激DC/DC开关电源1696.2.1产品特色1706.2.2功能描述1716.2.3引脚功能描述1726.2.4DPA-Switch产品系列功能描述1736.2.

4、5正激30 W开关电源1756.36-42V输入、5V输出的DC/DC变换器1786.3.1LM25574芯片介绍1786.3.2工作描述1816.3.3应用信息1916.4500W DC/DC变换器2036.4.1L6599简介2036.4.2全桥LLC 变换器的工作原理分析2046.4.3LLC 全桥谐振变换器主电路参数设计2086.4.4LLC 全桥谐振变换器控制电路参数设计2096.5120W/24V LLC谐振变换器2116.5.1引言2116.5.2工作原理和基波近似2136.5.3设计流程2247LED电源实例2337.150W 直流小功率恒流源2337.1.1功能介绍2337.

5、1.2典型电路和实际电路2357.2交流大功率恒流源2457.2.1芯片特性和引脚功能2457.2.2充电电流控制的工作原理2477.2.3混合控制 (PWM+PFM)2527.2.4电流检测2537.2.5软启动和输出电压调节2587.2.6功能设置2607.3交流18W LED恒流源驱动2767.3.1电源管理芯片DU86332787.3.2电路参数设计2797.470W LED 照明灯电源2857.4.1BCM 升压 PFC 转换器的基本工作原理2887.4.2准谐振反激式转换器的工作原理2907.4.3设计思路2927.4.4直流-直流部分2987.516.8 W/24V LED反激式

6、驱动电源3107.5.1芯片描述3107.5.2电源设计3248数字电源实例3278.1UCD3138的数字电源3278.1.1器件概述3278.1.2描述3368.1.3总体概览、系统模块与IDE计算3488.1.4DPWM工作模式3528.1.5自动模式开关3598.1.6滤波器3658.1.7典型应用3688.2小功率数字充电电源3798.2.1国内外数字电源发展现状3808.2.2设计指标3828.2.3系统总体设计3838.2.4基于L6562的PFC电路设计3858.2.5控制软件3919参考文献3971 开关电源的特点与分类1.1 线性、开关电源的特点线性电源（Swiching

7、Mode Power Supply）首先通过工频变压器降压，再用整流桥整流，之后利用功率半导体器件工作在线性放大状态，通过调节调整管的线性阻抗来达到调节输出电压的目的。其优点是稳定度高、可靠性好、无电磁干扰、纹波系数小、设计简单、维修方便、抗雷击性能好、成本低；其缺点是调整管损耗大、工频变压器体积大、笨重、输入范围窄、效率低。开关电源是利用功率半导体器件的饱和区，通过调整其开通时间或频率来达到调节输出电压的目的。其优点是功率电子器件损耗小、高频变压器体积小、重量轻、效率高、输入范围宽；其缺点是电磁干扰大、纹波系数大、设计复杂、维修不方便、抗雷击和浪涌能力较差、成本高。目前，在小功率的电源中还存

8、在一些线性电源，但在中、大功率的电源中，线性电源已经被开关电源所取代。随着控制芯片频率的提高和功能的增多，高速和低功耗功率开关管的研制成功，开关电源是未来电源主要的发展方向。1.2 开关电源的电路类型开关电源主要有三部分组成：PWM控制模块、开关管（BJT、MOSFET、IGBT等）和滤波器（电感、电容），隔离开关电源还包括隔离变压器。当然还要考虑EMI(Electromagnetic Interference，即电磁干扰)、PFC(Power Factor Correction，即功率因数校正)的设计。1 按隔离、非隔离分类开关电源可以分为非隔离型和隔离型。非隔离型开关电源也就是无变压器的开

9、关电源，主要分为降压电路(BUCK)型，升压电路(BOOST)型，升降压电路(BUCK-BOOST)型，CUK电路型，SPEIC电路型，ZETA电路型；隔离型开关电源也就是有高频变压器的开关电源，主要分为单管（双管）正激（FORWARD)电路型，反激(FLYBACK)电路型，半桥(HALF-BRIDGE)电路型，全桥(FULL-BRIDGE)电路型，推挽(PUSH-PULL)电路型。2 按输入和输出进行分类可以分为：AC-DC，即交流-直流：把交流输入变换成直流输出，如一次电源；DC-DC，即直流-直流：把直流输入变换成另一种电压(电流)输出的直流输出或为隔离目的而进行的设计，如二次电源；DC

10、-AC，即直流-交流：把直流输入变换成交流输出，如逆变器电源；AC-AC：把交流输入变换成交流输出，如UPS电源。3 按电路的组成可分为有谐振型和非谐振型。带软开关控制电路的为(准)谐振型，如LLC型开关电源就是准谐振型；其它为非谐振型，如BUCK、BOOST开关电源等。4 按控制方式可分为脉冲宽度调制(PWM)式，是指控制开关管的导通周期是固定不变的，通过改变脉冲的宽度来调节占空比，使输出电压(或电流)改变。PWM型开关电源具有下列有优势：（1）体积小、重量轻：这是因为高频变压器相对工频变压器来说更加轻巧，所以体积变小、重量也大大减小了；（2）效率高：由于开关管处于开关状态，而其导通电阻极小

11、，消耗在开关管上的功率很小，所以其效率较高。（3）适应性强：由于开关管只工作于导通和断开两种状态，而脉冲宽度的调节范围，理论上可达0-100%之间，由此可见其适应输入电压的范围宽、输出电压的范围大。（4）可防止过高电压的损害：当由于电压过高而使开关管被击穿烧坏时，主回路就停止工作，也就不会有电压输出；当控制电路发生故障而引起输出电压上升时，过电压保护电路将在电压上升到高电压阈值电平时将使主回路停止工作，同样不会有电压输出。（5）当输入电压突然断电时，输出电压会继续保持一段时间；由于输入电压比较高，电容储存了很大的电能，再加上它的输出电压必须保持在额定值，保持时间一般可达20ms以上，这就便于实

12、现信息的保护。（6）输出电压越低，那么输出电流就会越大：设计开关电源时，其功率是有一定要求的，由于电流与电压的乘积保持不变，所以输出低电压，就会输出大电流，这为恒流源的设计带来了思路。脉冲频率调制(PFM)式，是指通过改变开关管的导通周期，而脉冲的宽度是固定的，即占空比是不变的，从而使输出电压(或电流)改变。它不仅具有PWM的优点，而且因为开关时间可以在很宽的范围里发生改变，理论上可在0-之间变化，因此其输出电压的可调范围很大，但其滤波电路要适应较宽的频段。PWM与PFM混合式混合调制方式是脉冲宽度和开关频率均是变化，两者都可以改变的方式，它是PWM和PFM两种方式相结合。开关管的导通时间和开

13、关的周期都相对地发生改变，在频率变化很小的情况下，利用占空比的变化就可以输出电压的变化范围很大。1.3 开关电源的工作模式开关电源的工作模式主要有三种：连续工作模式、断续工作模式和临界工作模式。连续工作模式即电路中的电流连续不断(Continuous Current Mode，简写为CCM)，例如BUCK电路，其电感电流永远大于零；断续工作模式即电路中的电流有时没有(Discontinuous Current Mode，简写为DCM)，例如对于BUCK电路，其电感电流会在一段时间内为零；临界工作模式即电路中的电流减小到零后，电流就开始增加(Critical Current Mode，简写为CR

14、CM)，例如对于BUCK电路，其电感电流在放电为零的瞬间便进入充电状态。三种方式各有优缺点。例如CCM的纹波小，但效率低；而DCM的纹波大，但效率高；CRCM的纹波和效率介于CCM和DCM之间。在设计电源时，需要根据设计要求、成本、外围电路以及安装空间等，进行综合考虑。1.4 零电压开关(ZVS)和零电流开关(ZCS)方式PWM功率变换技术淘汰了庞大笨重的工频变压器，减少了变压器的体积和重量，提高了电源的功率密度和整体效率，减小了电源的体积和重量。但是，随着设备功能的增加，供电电源功率和输出路数也将增加，势必要求开关电源的功率密度更大、效率更高，且体积更小、重量更轻、可靠性和稳定性更高，这便迫

15、使变换器的工作频率不断提高的同时，在拓扑结构和开关思想方面有所突破。因此，仍使用硬开关技术一定会碰到以下几个难题：(1)开关损耗大：当开关管导通的瞬间，开关管两侧存在电压，而导通的瞬间电流很大；当开关管截止的瞬间，开关管两侧还有电流通过，且开关管两侧存在电压。根据功耗的定义，不管开关管导通还是截止的瞬间，均要一定的开关损耗，且随着开关频率的增加而增加。(2)开关管所受应力大：开关管截止瞬间，电路中的感性元件上仍有电流，因而会产生一个反电动势，这是一个幅值比较大的尖峰电压；同理，当开关管导通的瞬间，电路中的容性元件上仍有电压，因而会出现充电电流，这是一个幅值比较高的尖峰电流。尖峰电压与尖峰电流都

16、会对开关管造成不小的危害。而且频率越高，尖峰电流与尖峰电压越大，这会使开关管受很大的反向应力而损坏。(3)EMI大：随着工作频率的增加，电磁干扰(EMI)会变得更加严重，这会对开关电源自身以及周围的电子设备造成严重的影响。因此，若能在开关管导通的瞬间使电压为零，在关断的瞬间使电流为零，即可实现开关管的零损耗。那么就可以设想下面的两个开关过程：(1)零电流开关（Zero Current Switching，简称ZCS）：开关管理想的关断过程是先使电流降为零，再使开关管截止，之后电压再缓慢地上升到瞬态值，关断损耗近似为零。因为开关管截止之前，电流已经下降到零，这便解决了感性元件关断时的尖峰电压问题

17、。(2)零电压开关（Zero Voltage Switching，简称ZVS）：开关管理想的导通过程是先使电压降到零，再使开关管导通，之后电流再缓慢上升到瞬态值，导通损耗近似为零。开关管导通的瞬间，其结电容上的电压为零，从而解决了容性元件导通时的尖峰电流问题。这种开关技术，相对于硬开关技术，称作软开关技术。软开关技术的使用，从理论上来讲可使开关的损耗接近于零，进而使开关频率进一步提高，从而使变换器的工作效率得到提高，其功率密度更大、体积更小、重量也进一步减少，在一定程序上提高了可靠性和稳定性，并且可以有效地减少电磁污染。虽然软开关技术相对于硬开关技术有更大的优越性，但其控制电路和控制算法会更加

18、复杂，需要采用谐振技术或准谐振技术才能实现ZVS和ZCS。采用谐振极型零电压零电流软开关技术旨在消除功率器件的开关损耗，但实际上在软开关谐振换流过程中会引入多次额外的二极管反向恢复过程，产生额外的损耗。由于软开关换流过程中的特殊性，采用一般的方法难以对反向恢复过程中的损耗进行评估和计算，给ZVZCT软开关设计带来了一定的困难。2 开关电源的拓扑结构这里主要介绍非隔离型开关电路的基本电路-降压、升压和升/降压电路，隔离型开关电源的基本电路-单端正激电路、单端反激电路、推挽电路、半桥电路和全桥电路的基本工作原理。2.1 BUCK变换器的基本原理BUCK电路是一种DC-DC的基本拓扑，用于直流到直流

19、的降压变换，其基本原理如图 21所示。当开关S接位置1时，等效电路如图 22（a）所示；当开关S接位置2时，等效电路如图 22（b）所示。图 21 BUCK电路原理图 （a）开关位置在1时 (b) 开关在位置2时图 22 BUCK开关在不同位置时的等效电路图由图 22 (a)可列出关系式：；。由图 22 (b)可列出关系式：；。根据电感的伏秒平衡关系得：即，其中是开关在位置1时的占空比。由于占空比小于1，因此BUCK电路的输出电压小于其输入电压。根据电容的安秒平衡关系得：即。说明流过电感的电流与占空比无关，其值等于输出电流。2.2 BOOST变换器的基本原理BOOST电路也是一种DC-DC基本

20、拓扑，用于直流到直流的升压变换，其基本原理如图 23所示。当开关S接位置1时，等效电路如图 24 (a)所示；当开关S接位置2时，等效电路如图 24 (b)所示。图 23 BOOST电路原理图(a) 开关在位置1时(b) 开关在位置2时图 24 BOOST开关在不同位置时的等效电路图由图 24 BOOST开关在不同位置时的等效电路图(a)可列出关系式：；。由图 24 BOOST开关在不同位置时的等效电路图(b)可列出关系式：；根据电感的伏秒平衡关系得：即，由于占空比小于1，因此BOOST电路的输出电压大于其输入电压。根据电容的安秒平衡关系得：即。其中表示流过负载的输出电流。该式表明，流过电感的

21、电流大于输出电流。2.3 BUCK/BOOST变换器的基本原理BUCK-BOOST电路是另一种DC-DC基本拓扑，用于直流到直流的升压或降压变换，其输出电压极性与输入电压极性相反，其基本原理如图 25所示。当开关S接位置1时，等效电路如图 26 (a)所示；当开关S接位置2时，等效电路如图 26 (b)所示。图 25 BUCK-BOOST电路原理图(a) 开关在位置1时(b) 开关在位置2时图 26 BUCK-BOOST开关在不同位置时的等效电路图由图 26 (a)可列出关系式：；由图 26 (b)可列出关系式：；根据电感的伏秒平衡关系得：即：当占空比小于0.5，输出电压小于输入电压；当占空比

22、大于0.5，输出电压大于输入电压。负号代表输出电压反向。根据电容的安秒平衡关系得：即：该式表明，流过电感的电流大于输出电流。2.4 反激变换器的基本原理反激（FlyBack）型开关电源是使用反激高频变压器隔离输入输出的开关电源，与之对应的是正激开关电源。基本电路如图 27所示。图 27 单端反激开关电路在反激变换器中变压器起着电感和变压器的双重作用。当变压器开关管导通时，变压器当做电感，能量转化为磁能储存能量。由于变压器的初级线圈与次级线圈同名端反向，此时二极管D承受的是反向电压，所以负载中无电流流过，此时变压器副边没有输出能量。相反，当开关管关断时，变压器释放能量，磁能转化为电能，输出回路中

23、有电流。反激式开关电源中输出变压器同时充当储能电感，减小了整个电源的体积，所以得到广泛应用。反激式开关电源所用元器件少、电路简单成本较低，可同时输出多路相隔离的电压；同时由于开关管承受电压高、输出变压器利用率低，故不适合做大功率开关电源，其输出功率一般为20W 100W的小功率开关电源。当开关管关断时，由于变压器漏感储能的电流突变产生很高的关断电压尖峰；开关管导通时电感电流变化率大，产生电流尖峰，在CCM模式整流二极管反向恢复引起开关管高的电流尖峰。因此，需要用钳位电路来限制反激变换器开关管的开关电压、电流应力。目前反激变换器的钳位电路主要有：有损RCD钳位电路，双晶体管、双二极管钳位电路，L

24、CD钳位电路和有源钳位电路。RCD钳位电路分为加在变压器原边和加在开关管两端两种，基本电路如图 28和图 29所示。这钳位电路拓扑结构简单易于实现，但在钳位电阻R上有能量损耗，影响变换器效率。图 28 变压器原边RCD钳位电路图 29 开关管两端RCD钳位电路双晶体管、双二极管钳位电路没有因电阻引起的电能损耗且能够将能量回馈到电源中去，但由于增加二极管和MOS开关管使电路结构变得复杂，成本较高。如图 210所示。图 210 双晶体管双二极管钳位电路LCD钳位电路只需要两只钳位二极管，一个钳位电感和一个钳位电容组成，电路中不存在MOS管和电阻，电路结构简单易于实现，变压器漏感能回馈到电源中。同时

25、由于钳位元件谐振时电流尖峰较大，所有的二极管都属于硬开关，存在开通损耗，一般在开关频率低的场合才能够保持高效率。如图 211所示。图 211 LCD钳位电路有源钳位电路能够克服无源钳位电路转换效率低的问题。采用有源钳位电路的反激变换器能在主开关管关断期间，由钳位电容上的电压将主开关管两端的电压箝位，利用钳位电容和主开关管寄生电容和漏感进行谐振，提供主开关管零电压开通的条件，进而减小开关损耗。而且有源钳位反激变换器能够提高开关电源工作频率，缩小体积重量，提高变换器功率密度。有源钳位电路可分为低边有源钳位电路和高边有源钳位电路，如图 212和图 213所示。图 212 低边有源钳位电路图 213

26、高边有源钳位电路低边有源钳位电路与高边有源钳位电路所要求的驱动电路不同。低边有源钳位电路MOS管驱动信号可以跟主开关管驱动信号共地，驱动电路相对简单可靠易实现。高边有源钳位电路MOS管和主开关管不能共地，驱动信号需要通过变压器或者光耦实现隔离，驱动电路相对复杂。2.5 正激变换器的基本原理正激型变换器是开关电源电路中最简单的DC/DC变换器，它是由降压型Buck电路加隔离变压器演变而来的，具有降压变换器的基本特性，即在输入电压最小和负载最大时，开关占空比D最大。随着输入电压的增加，变压器原边开关管的占空比D会变小。变压器的使用不仅实现了电源侧与负载侧电气隔离的作用，也可根据变压器匝数灵活设计输

27、出电压，同时还可以实现多路输出。单端正激变换器具有拓扑结构简单、控制方便、性价比高等优点，在中小功率变换器中得到了广泛的应用。其基本电路如图 214所示，其拓扑结构与反激型的结构类似，但工作原理不同。正激变换器的变压器工作在磁化曲线的第一象限，容易引起铁芯饱和，所以要通过附加电路在每个开关周期必须复位，以保持伏秒平衡和防止磁饱和及避免开关器件损坏。而常见的磁复位方法有复位绕组复位、RCD复位、及有源钳位复位等。图 214 单管正激电路复位绕组复位法的优点是技术成熟可靠，变压器磁化能量和部分漏感能量可以回馈到电源中，同时由于增加的复位绕组使得变压器结构复杂，开关管关断时变压器漏感引起的电压尖峰需

28、要RC缓冲电路来抑制。RCD钳位复位法与复位绕组法相比具有电路简单、占空比可大于0.5的特点，适用于较宽范围变化的输入电压场合。但是变压器的部分能量要消耗在钳位电阻中，所以电路具有成本低，转换效率不高的特点。有源钳位电路则可以降低电路损耗和开关管电压应力，适应于宽电压输出的场合，同时可采用低电压功率的MOS管和二极管。双管正激电路变换器，其功率可以做得更高一点。其基本电路如图 215所示。虽然正激电路变压器不像反激式电路要开气隙，但需要对变压器进行磁复位。单端正激式变换器主要适用于输出功率在100W 200W之间的开关电源。图 215 双管正激电路2.6 推挽式变换器的基本原理推挽型功率变换器

29、电路原理图，如图 216所示，推挽是开关电源设计中基础拓扑结构之一。图 216 电流型推挽全桥变换器电路推挽电路就是两个不同极性晶体管的输出电路。推挽电路采用两个参数相同的功率BJT管或MOS管，以推挽方式存在于电路中，各负责正负半周期波形的导通任务。电路工作时，两只对称的功率开关管每次只有一个导通，所以导通损耗小、效率高。推挽式变换器既可以向负载输出功率，也可以从负载吸取功率。如果输出级有两个MOS管，始终处于一个导通、一个截止的状态，也就是两个MOS管推挽相连，这样的电路称为推挽式电路或图腾柱（Totem-pole）输出电路。推挽变换器有两个管在交替导通，以此达到比单管工作电路高的输出功率

30、，由于初级线圈的中心抽头接在输入电源的正极，这样当一边MOS管导通时，另外一边的MOS管要承受耐压为两倍的电源电压，这对开关管的要求较高，所以一般用在DC/DC电源中。推挽电路一般用在中型功率电路上，变压器双向激励且效率高，但容易出现磁偏现象。推挽式变换电路的功率比正激电路大一些，但存在开关管“直通”的危险。工作时两个功率开关管V1、V2交替导通或截止。当V1和V2分别导通时，W1和W2有相应的电流流过，这时变换器次级将有功率输出。当V1导通，V2截止时，V2集射两端承受的电压为2倍的Vin，而在V1、V2都处于截止时它们所承受的电压为输入直流电压Vin。将隔离式变压器的初级与次级都改为从中间

31、抽头的方式，并且使初级的一半为单端正激式的初级电路，另外一半同样。由电路中初级绕组的电流方向可知，磁场的方向不是固定的。变压器的初级中每个绕组都串联了一个二极管，并且二极管D1和D2与初级的开关管相位同步，这样就可以实现初级不间断地向负载供电。但是由于其初级电路运用了两个开关管，磁芯中的磁通在双向上不停地来回变动，虽然它的功率处理能力有所提升，但是它不是很稳定，容易造成开关管的损坏。因此，推挽式变压器很少应用，使用的比较多的是它的变型：半桥型变换器以及全桥型变换器。后两者的次级电路结构与前者的相同，只是初级电路做了优化设计，从而使其稳定性、可靠性大大提高。2.7 电流型半桥变换器的基本原理半桥

32、和全桥开关变换器拓扑开关管的稳态关断电压等于直流输入电压，而不是像推挽、单端正激或交错正激拓扑那样为输入的两倍。所有桥式拓扑广泛应用于直接电网的离线式变换器。桥式变换器的另一个优点是，能将变压器初级侧的漏感尖峰电压钳位于直流母线电压，并将漏感储存的能量归还到输入母线，而不是消耗于电阻元件。2.7.1 基本原理电流型半桥变换器作为一种无需辅助电路的高升压比变换器，电路结构简单，且能够通过电路参数优化设计和变换器的工艺设计而实现变换器的高效率工作，是一种具有较高实用价值的电路方案。如图 217所示。图 217 电流型半桥变换器电路图中L1 和L2 为2 个Boost 电感且感值相等，T1 是隔离变

33、压器，其电压比为1:n，Lr 是变压器的漏感，ip是变压器一次电流，Q1 和Q2 是变换器的2 个开关管，VD1VD4 是二次侧的4 个整流二极管，Co 是输出滤波电容，Uin 和Uo 分别表示输入和输出电压。假设所有开关管和二极管为理想器件，变压器为理想变压器T1 与漏感Lr 的串联，则在连续工作模式下，变换器的稳态工作波形如图 218所示。图中，ugs(Q1)和ugs(Q2)分别是2 个开关管的驱动信号，两个信号的占空比相等而相位相错180°，iL1 和iL2是Boost 电感的电流波形，uds1 和uds2 是开关管Q1和Q2 的漏源极电压波形，up 是变压器一次电压波形，t0

34、t4 为变换器工作过程中的主要开关时刻。由于电感L1 和L2 的工作过程完全相似，以下根据一个电感的工作过程推导变换器的电压传输比。图 218 电流源半桥变换器稳态工作波形当开关管开通时，电感两端的电压为变换器的输入电压Uin，因此有 式中，L 是L1 和L2 的电感值；IL 是电感电流的变化量；D 是开关管的占空比；Ts 是开关周期。当开关管关断时，电感两端的电压为变换器输出电压反映到变压器一次侧的值与输入电压之差，因此有 由式和式，以及伏秒积平衡原理，不难推出变换器在连续电流模式时的输入输出传输比为 当变换器断续工作时，对变换器进行类似的分析，可得到如下的输入输出关系式： 式中，Iin 表

35、示输入电流。显然，断续工作时，输入输出传输比不仅与占空比有关，还和变换器的工作功率以及Boost 电感大小有关。由式和式均表明，合理设计变压器的电压比n，即可使电流源半桥变换器实现高升压比的变换要求。虽然该变换器的功率管工作在硬开关状态，影响该变换器效率的一个主要因数是变压器的漏感，合理地设计变压器的参数和结构可以有效地减小该漏感。2.7.2 控制要求根据电流源半桥变换器的稳态波形图可知，若变换器的控制信号不存在重叠区，会使得变压器的漏感的能量因没有流通回路而转变为开关管的电压尖峰。在变换器传递功率较大时，漏感的能量也较大，可能导致功率管损坏。所以，在正常设计变换器时，即在电流连续模式时，电流

36、源型半桥变换器的占空比应设计为大于0.5。然而，从式可看出，Iin 越小则Uo 越大，D 越小则Uo 越小，说明为合理控制轻载输出电压，Iin 越小，则D 将越小，即变换器的占空比会小于0.5。另一方面，在变换器的开机起动过程中，特别是进行软起动时，变换器的工作功率由小逐渐增大，变换器也会进入占空比小于0.5 的工作状态。由此可见，电流源半桥变换器的可靠控制是其应用难点。在设计基于该变换器的电源控制方案时需要考虑一下几点：控制电路能够保证全工作范围内2 个功率管的控制信号存在交叠；合理的起动和轻载控制策略，保证在功率管占空比大于0.5 时的输出电压稳定。2.8 电压式半桥式变换器电压式半桥式变

37、换器结构如图 219所示，它是两个功率开关器件（如MOS管）以图腾柱的形式相连接，以中间点作为输出。这种结构在PWM电机控制、DC-AC逆变、电子镇流器等场合有着广泛的应用。这种半桥结构上下两个管子由相反的信号控制，当一个功率管开通时，另一个关断，两个管子交替导通。由于开关延时的存在，当其中一个管子栅极信号变低时，它不会立刻关断，因此一个管子必须在另一个管子关断后一定时间方可开启，以防止同时开启造成的电流穿通，这个时间称为死区时间。图 219 电压式半桥式变换器电路该电路的工作原理是：通过一个PWM信号，使S1和S2交替导通，使变压器一次侧形成幅值为Vin/2的交替变化的方波电压信号。改变PW

38、M的占空比，即改变S1和S2的导通时间，可以改变二次侧整流电压平均值，从而达到改变输出电压的目的。S1导通时，二极管D3、D6处于导通状态；S2导通时，二极管D4、D5处于导通状态。半桥开关电路中只用两个开关管，采用两个电容分压的方式，使驱动电路得到了简化。因此半桥电路较全桥电路具有成本低，控制相对容易。但是由于半桥电路的变压器输入电压仅为输入电压源的一半，在输入电压、输出电压相同时，传递相同的功率半桥电路原边开关管承受的电流应力要比全桥电路大得多，半桥电路一般应用于中小功率（1kW以下）场合。电路特点： 变压器磁芯双边磁化磁芯，磁芯利用率高； 开关管承受的电压为电源电压，可在电源电压较高的场

39、合应用； 分压电容C1和C2有助于消除变压器的直流偏磁； 原边存在电压短路的可能性。2.9 全桥式变换器的基本原理半桥式变换器中的开关管，相对于推挽式变换器它的截止电压减少了一半，但是变压器的初级绕组电压的振幅也随之减少了一半。所以若要传输同样的功率时，就必须使原边的电流加倍，从而会使流经开关管的电流同样加倍，倍增了开关管的负担。为了解决这个难题，可以用两个开关管分压来代替半桥式中的两个电容分压，这样就设计出了全桥式变换器的拓扑。同样条件下，全桥式变换器的输出功率是半桥式变换器的两倍，所以它常被使用在大功率的开关电源中，它的输出功率可达1000W。全桥电路是大功率电源常用的电路，由四个开关管组

40、成两个桥臂。两个桥臂分别导通激励高频功率变压器，进行能量变换，但存在开关管“直通”的危险。全桥电路原理图如图 220所示。由四个功率开关器件Q1-Q4组成，变压器T连接在四桥臂中间，相对的两只功率开关器件Q1、Q4和Q2、Q3分别交替导通或截止，使变压器T的次级有功率输出。当功率开关器件Q1、Q4导通时，另一对Q2、Q3则截止，这时Q2和Q3两端承受的电压为输入电压Vin。图 220 全桥式变换器电路全桥变换器在高频变压器初级得到高频交流方波电压，经变压器降压，再全波整流变换成直流方波，最后通过电感L、电容C组成的滤波器，在负载上得到平直的直流电压。电路特点： 变压器原边一个线圈，但双边磁化,

41、变压器利用率高； 变压器原边工作电压为输入电源电压； 存在直流偏磁问题； 原边存在电压短路的可能性。2.10 半桥LLC谐振变换器的基本原理前面介绍的变换器，在拓扑结构和控制方法已经达到了极高的水平。为了进一步降低功耗，有两个思路是可行的，一是提高开关频率，二是降低开关损耗。开关管的开关频率是有极限的，所以开关频率的提高是有限制的。那么就需要在开关损耗方面进行研究，软开关技术就是减小损耗的最好方法之一，下面就开始介绍与软开关技术相关的变换器。半桥谐振型开关变换器是在传统串联或并联谐振变换器的基础上改良产生的一种软开关变换器。它利用谐振网络在谐振过程中，电压或电流出现周期性的过零点的现象，从而实

42、现开关管的零电压导通（）和整流二极管零电流关断（），这时开关管在导通和整流二极管在关断时功耗都为零，这样就减少了开关损耗提高了变换器的效率。拓扑结构中的串联电容起到的隔直作用，谐振槽路中的电流随负载变化而变化，且能达到轻载时效率较高的优点，所以半桥LLC谐振是一种比较理想的变换器拓扑结构。如图 221所示。、为半桥的两个开关管，串联电容、串联电感、并联电感构成谐振网络。、和、分别为开关管和的体二极管和寄生电容。变压器副边，整流二极管、组成中间抽头的全波整流电路，整流二极管直接连接滤波电容上构成整流滤波电路。在谐振变换器中有两个谐振频率：这个频率为串联谐振电感和电容谐振产生的串联谐振频率。这是为

43、串联谐振电感加上并联谐振电感和串联谐振电容产生的串并联谐振频率。图 221 半桥 LLC谐振变换器电路拓扑当开关管的开关频率工作在频率区间时才能实现原边开关管的零电压开通（）和副边整流二极管零电流关断（），这样电路损耗会大大降低，提高变换器的整体效率。下面将对谐振变换器工作在频率段工作过程进行详细分析。如图 222所示。图 222 时的工作波形其过程可分为8个阶段，各个阶段的具体工作过程如下：阶段1（）从图中可以看出，在时刻谐振电流顺时针流动，谐振电流通过的体二极管流通，而不是流过。在导通之前半桥中点的点位已经将为零，因此是零电压导通。这个阶段变压器副边为导通、截止。如图 223所示。图 22

44、3 工作在阶段1阶段2（）从时刻开始谐振电流逐渐减小到零并反向增大，此时谐振电流流过。在时刻之前谐振电流始终处于励磁电流下方，这一阶段一直导通，变压器原边电压被钳位励磁电感不参与谐振。如图 224所示。图 224 工作在阶段2阶段3（）从时刻开始谐振电流等于励磁电流，整流二极管截止，也处于截止状态，此时变压器不再传递能量。励磁电感也不再被钳位而是参与谐振，谐振频率为。直到时刻这一谐振过程结束。这个阶段负载完全依靠输出滤波电容来提供能量。如图 225所示。图 225 工作在阶段3阶段4（）在时刻，关断，此时谐振电流仍然为负，的寄生电容放大并向寄生电容充电，半桥中点电压为电源电压为的零电压导通提供

45、了条件。当漏源电压将为零时的体二极管自然导通并将电压钳位在零。此时谐振电流始终处于励磁电流上方，变压器副边导通，这段时间谐振电流向直流源回馈能量，直到时刻导通，为零电压导通。如图 226所示。图 226 工作在阶段4从时刻以后下半个周期开始，下半个周期与前面四个阶段基本一致，这里不再详细描述。3 变压器的设计开关电源的小型化、轻量化和可靠性是其发展方向之一，为了实现这个目标必须首先实现开关电源的高频化，提高变压器的功率密度、降低磁性元件的体积和重量是实现这一目标的方法之一。常规开关电源变压器还要关注变压器的高频特性，如集肤效应、邻近效应和分布参数等。开关电源高频化主要分为两部分：一是电路控制部

46、分，二是变压器设计部分，本节介绍第二部分。隔离式开关电源离不开变压器，不管是低频变压器还是高频变压器。由于低频变压器体积大、效率低，在开关电源的初期应用较多，随着技术的发展目前已经很少使用了。而高频变压器由于其体积小、效率高，在开关电源中得到了广泛使用。为此本节主要介绍高频变压器的设计方法。3.1 变压器的工作原理变压器是一种使用互感耦合原理进行能量传递的电感器件。它主要由磁芯和绕组组成，磁芯主要功能是起导磁作用，即把绕组线圈产生的磁场加强，并且良好的磁芯材料可使变压器的效率大大提升。初级绕组是接在变压器的输入端，起着激磁和从输入端获得电能量的作用，而且通过初级绕组可以把输入电能转换成磁场能。

47、次级绕组接在输出端，它把初级绕组转换的磁场能重新转换成电能并供给负载。其结构和等效原理图示于图 31中。(a) 变压器(b) 理想变压器的电路模型图 31 变压器结构示意图变压器的工作过程，主要分成空载、负载两种不同的工作状态，三个不同的物理过程。当负载无穷大即无负载时，交流电源u1施加在匝数为n1的初级绕组上，而此时变压器处于空载的状态。此时，变压器的初级绕组产生出了以下参数：激磁电流、磁势、磁场，其中为磁芯的有效长度。由磁感应强度、铁氧体磁芯的磁导率，可知由磁芯中的交变磁通量与、存在如下的关系由电磁感应定律可知，变压器磁芯中的交变磁通量，会在绕组的原边和副边分别产生出感应电势、。在空载运行

48、时，原边绕组产生的自感应电势的瞬态值为令，可得知电压的有效值为其中：为波形系数，为电源频率。根据电磁感应定律，可知次级绕组的互感电势的瞬态值为由引可得若变压器为理想变压器，其初级和次级的电阻值为零，那么、，且。若负载电阻不为无穷大，在次级绕组中产生的互感电势会使负载电路产生负载电流，则存在。3.2 变压器的模型在高频变压器的设计中，由于存在寄生参数，这些相互作用的寄生参数对变压器的工作会产生严重的后果。为了更加精准地描述变压器的工作过程，必须建立实际高频变压器的精准等效电路模型。实际的变压器铁芯磁导率是一个固定值，并不能无穷大，而且铁芯磁性阻抗不为零，励磁电感也不能达到无穷大。励磁电流的主要作

49、用就是要使铁芯磁化，所以要在Error! Reference source not found.中的理想变压器电路模型上加上一个并联的励磁电感。励磁电感产生励磁电流，因为励磁电感是有限的，那么产生的励磁电流就会使变压器原边和副边的绕组电流之比和其匝比不相等。另外，在实际变压器中，并不是所有的磁通都会匝链所有绕组，会有一部分磁通“漏”到空气中或者变压器其他部分，这一部分磁通就被称之为漏磁通。在原边绕组中原边电流产生的漏磁通为，在副边绕组中副边电流产生的漏磁通为。那么漏磁通和就会分别在变压器原、副边绕组产生漏感和。变压器在工作过程中还会产生铁损和铜损。设铁芯损耗的等效电阻为，变压器原边和副边绕组的

50、等效交流电阻分为和。由于高频化所产生的集肤效应和邻近效应，使绕组中的交流电阻远远大于直流电阻，所以在变压器的等效电路中使用绕组的交流电阻来代替直流电阻更加合理。在高频平面变压器的设计过程中，还需考虑到分布电容的影响，在变压器中分布电容主要有以下三个部分：原边和副边绕组的分布电容和，原、副边之间的分布电容。综和上所述，变压器的原边和副边的等效铜损为和，原副边的漏感为和，变压器铁芯的损耗电阻为，原边绕组的电感（励磁电感）为，由此得出实际的变压器等效电路如图 32所示。图 32 考虑寄生参数影响时的变压器等效电路3.3 高频变压器对磁芯材料的要求输出功率和温升等决定了变压器的铁芯大小。变压器的设计公

51、式如下 其中，为输出功率，为与波形有关的系数，为频率，为变压器的匝数，为磁芯面积，为磁感应强度，为电流，为温度，为铁损，为铜损，、为由实验得到的系数。由式可以看出：增加磁感应强度能够提高输出功率或降低变压器体积重量，但值的增加受到材料饱和磁感应强度值的限制。提高工作频率也可以提高输出功率或降低变压器体积重量，但频率的提高受到开关管性能的限制。一般来说，高频开关电源变压器用磁芯材料应满足以下要求：1、具有较大的饱和磁感应强度与较小的剩余磁感应强度：从理论上讲，较大的和较小的能够允许变压器通过较大电流而不出现磁饱和，实现传输功率的提高。2、在高频下具有较低的功率损耗：磁芯材料的功率损耗，不仅影响电

52、源输出功率，同时会导致磁芯发热、波形畸变等不良后果。在实际应用中，发热问题十分普遍，主要是由变压器的铜损和磁损产生的。如果在变压器设计时，选择过小的功率损耗和过多的绕组匝数，就会致使绕组发热，且同时向磁芯传递热量，磁芯便会发热。磁芯的发热也会导致绕组的发热。选择磁性材料时，要求功率损耗随温度的变化呈负温度系数关系，这也是电源用磁性材料的一个显著特点。3、较高的居里温度：表示磁性材料丧失磁特性时的临界温度称为居里温度，一般材料的居里温度都会高于200，所以变压器的实际工作温度应小于100。因为当温度达到100以上时，其饱和磁通密度会跌至常温时的70%，倘若温度继续升高，磁芯的饱和磁通密度就会跌落

53、得更厉害，容易形成磁芯磁化饱和。而且，当温度在100以上时，其磁芯功耗已与温度成正比，会导致热击穿的严重后果。3.4 高频变压器设计考虑的几个问题1、铁芯结构铁芯构成变压器的磁路，是变压器结构的基础。变压器铁芯基本的结构型式为：壳式铁芯、心式铁芯及环型铁芯。壳式铁芯通常用于小功率变压器，心式铁芯一般用于较大功率变压器，环型铁芯通常用于中高频变压器。2、线圈结构线圈构成变压器的电路部分，也是变压器的基本组成部分，其由若干个绕组绕制而成，一个变压器至少有两个绕组。变压器绕组间必须是绝缘的，绕组所连接的两个电路间也是绝缘的。不论哪种形式，都是由导线在骨架或底筒上连续缠绕而成。3.5 寄生参数和影响随

54、着应用场所中输入、输出电压等级的不断提升，以及为满足小型化要求而采取更高工作频率的发展趋势，开关电源核心谐振变换器的可靠运行及性能优化越来越受到其变压器寄生参数的限制。在实际的变压器中，由于一次、二次侧绕组之间，绕组匝线之间及同一绕组上下层之间的磁通不能够完全耦合，因此会产生漏感现象。漏感中的能量为绕组之间不耦合磁通穿过的空间所储存的能量，因为两导体之间分布寄生的电气耦合，使绕组的匝与匝之间、层与层之间、不同绕组之间及绕组对屏蔽层之间的电位分布是沿着某一线长度方向变化的，就形成了分布电容。高频变压器的寄生参数主要为漏感(或称漏抗)与分布电容。高频变压器传递的是高频脉冲方波，在变化瞬间，漏感和分

55、布电容便会形成浪涌电流、尖峰电压和脉冲震荡，增加了损耗，严重的会造成开关管损坏，所以必须加以控制。1、高频变压器的漏感通常变压器的一次绕组间和二次绕组间都会存在漏感。影响变压器的漏感因素一般为：1)变压器的结构形式、尺寸(如铁芯形状、一次和二次侧绕组数，绕组缠绕方式，导线横截面积，绝缘间距等)；2)磁芯的磁导率，通常情况漏感与磁芯的磁导率关联很小，但当<1时，就会引起漏感的增加。高频变压器传递的是高频方波电压，其漏感主要会对电路运行产生负面影响。晶体管断开瞬间极高的di/dt将在漏感两端形成尖峰状电压，使晶体管处于过电压状态，虽然可以利用吸收电路降低过电压，但会产生过大的损耗，过高的漏感也会带来占空比的损失。而且漏感的大小必然会干扰到开关管的工作状态，如软开关的控制。漏感的大小与变压器的制造工艺有关，减小漏感主要有以下措施：(1)减少绕组匝数；(2)减少绕组厚度；(3)尽可能降低绕组之间的绝缘厚度；(4)初、次级绕组交叉绕制。2、高频变压器的分布电容高频情况下，变压器的分布电容成了不可忽视的问题。分布电容严重干扰了电磁器件的性能，励磁电流会因其产生崎变，整个系统的效率降低，系统的控制问题变得困难。并且，从变压器初级分析，分布电容的存在会影响系统的谐振频率，甚