UC3845反激式开关电源教材

1、目录一、目的 3二、内容 3一主电路工作原理及设计 51.1 单端反激变换器工作原理 . 51.2 单端反激变换器的工作模式及基本关系 51.2.1 电流连续时反激式变换器的基本关系 51.2.2 电流临界连续时反激式变换器的基本关系 71.2.3 电流断续时反激式变换器的基本关系 81.3 RCD吸收电路工作原理及设计 . 81.3.1 RCD 吸收电路工作原理 81.3.2 RCD 电路参数设计 91.4 变压器设计 91.4.1 确定匝比 91.4.2 电感设计 101.4.3 磁芯选择 111.4.4 匝数设计 111.4.5 气隙设计 121.5 主电路器件的选择 121.5.1 功

2、率开关管的选择 121.5.2 副边整流二极管的选择 131.5.3 输出滤波电容的选取 131.5.4 钳位电路设计 13二控制电路工作原理及设计 132.1 电流控制技术原理 132.2 电流控制型脉宽调制器 UC3845 142.2.1 UC3845 内部方框图 142.2.2 UC3845 功能介绍 152.3 基于 UC3845的控制电路设计 . 162.3.1 开关频率计算 162.3.2 保护电路设计 17三反馈电路工作原理及设计 173.1 反馈电路工作原理 183.2 反馈电路设计 183.2.1 稳压器 TL431. 183.2.2 光电耦合器 193.3 参数选择 20四

3、仿真验证 21五总结 26直流隔离电源变换器设计一、目的1熟悉逆变电路和整流电路工作原理，探究 PID 闭环调压系统设计方法。2熟悉专用 PWM 控制芯片工作原理及探究由运放构成的 PID 闭环控制电 路调节规律，并分析系统稳定性。3探究 POWER MOSFET 驱动电路的特性并进行设计和优化。 4探究隔离电源的特点，及隔离变压器的特性。二、内容设计基于脉冲变压器的 DC-AC-DC 变换器，指标参数如下：输入电压： 90V135V；输出电压： 12V，纹波 1%；输出功率： 50W；开关频率： 30kHz；输出电流范围： 20%至满载； 具有过流、短路保护和过压保护功能，并设计报警电路；

4、具有隔离功能；进行变换电路的设计、仿真（选择项）与电路调试。直流隔离电源变换器设计摘要单端反激变换器是开关变换器的一种基本的拓扑结构， 其具有重量轻、 体积 小、制造工艺简单、成本低、功耗小、工作电压范围宽、安全性能高等优点，因 此在实际中应用比较广泛，对单端反激变换器的研究和设计具有重要意义。本次设计实验首先对反激变换器 CCM和 DCM工作模式下的能量传输过程及其 基本关系进行了分析比较，对 RCD箝位技术进行了研究，详细阐述了主电路中的 高频变压器、 MOSFE、T输出整流二极管和滤波电容等关键参数设计准则。其次还研究了电流控制技术和基于此技术的 UC3845芯片的工作原理及特点， 进而

5、设计了控制电路。本电路反馈回路采用可调式精密稳压器 TL431配合光耦 PC817，达到了更好的稳压效果，提高了系统的可靠性。最后对由主电路、 控制电路、反馈回路构成的反激变换器闭环系统进行了详 细设计， 并进行了仿真验证， 分析和验证了电路设计的正确性和准确性。 接着根 据系统原理和仿真参数， 进行实际电路的搭建和调试， 搭建的实际电路能够满足 项目要求。一主电路工作原理及设计1.1 单端反激变换器工作原理图 1-1 给出了反激（ Flyback）DC/DC 转换器的主电路及其工作状态的电路。 它是由开关管 S、整流二极管 D、滤波电容 C和隔离变压器构成。 开关管 S按照 PWM 方式工作

6、。变压器有两个绕组，初级绕组 L1 和次级绕组 L2，两个绕组是 紧密耦合的。 使用的是普通磁材料和带有气隙的铁心。 以保证在最大负载电流时 铁心不饱和。图 1-1 单端反激变换器的主电路图在图1-1中，为Vi输入电压、 Vo为输出电压、 Io为输出电流、 S为开关管、 L1、 L2为储能电感、 iL1为流过电感L1的电流、 i L2为流过电感 L2的电流， D为续流 二极管、 C为输出滤波电容、 RL 为负载电阻。当开关管 S 导通时，续流二极管 D承受反向偏置电压而截止，流过电感 L1 的电流 iL1 线性增加，储能电感 L1将电能转换成磁能储存在电感 L1 中，此时， 负载由输出滤波电容

7、 C供电；当开关管 S断开时，电流 iL1 降为零，续流二极管 D导通，储能电感 Ll 将能量通过互感传递给 L2，通过 L2 释放能量，流过电感 L2的电流i L2线性减小，在减小到 Io 之前，电感电流一部分给负载供电，一部 分给电容充电：减小到小于 Io 后，电容进入放电状态，负载由电感和电容共同 供电，以维持输出电压和输出电流不变。在开关管 S断开期间，流过电感 L2 的 电流 iL2 线性减小到零时下一个开通周期还没有到来， 则会出现副边电感电流断 续的状态。根据副边电感电流是否出现断续将电路的工作方式分为连续导电模式 （ CCM）和不连续导电模式（ DCM）。1.2 单端反激变换器

8、的工作模式及基本关系1.2.1电流连续时反激式变换器的基本关系（1） 开关状态 1（0-Ton ）在 t=0 瞬间，开关管 S 导通，电源电压 Ui 加在变压器初级绕组 W1上，此时，在次级绕组 W2中的感应电压为 uw2W2w 2W1Cf 提供。此时，变压器的次级绕组开路，只有 其电感量为 L1，因此初级电流 ip 从最小值 IPminUi ，其极性“ * ”端为正，是二极管 D1 截止，负载电流由滤波电容 初级绕组工作， 相当于一个电感，开始线性增加，其增加率为：dip U idtL11-1)在 t Ton 时，电流达到最大值I P max 。I IU i D TI P max I Pmi

9、nDuTsPmax Pmin L1 u s在此过程中，变压器的铁心被磁化，其磁通 也线性增加。磁通 的增加量为：1-2)Ui( ) UW1i DuTs1-3)(2 )开关状态 2(Ton-Ts)在 t=Ton 时，开关管 S 关断，初级绕组开路，次级绕组的感应电动势反向， 其极性“ * ”端为负，使二极管 D1导通存储在变压器磁场中的能量通过二极管 D 释放，一方面给电容 C充电； 另一方面也向负载供电。 此时只有变压器的次级绕 组工作，相当于一个电感，其电感量 L2。次级绕组上的电压为 uw2 Uo ，次级电 流 is 从最大值 I smax 线性下降，其下降速度为：disU 0dtL 21

10、-4)在UD1 U0 KU1i2 时，电流达到最大值 Ismax。I I U o (1 D )TI s max I smin(1 D u ) Tss max smin L2u s在此过程中，变压器的铁心被磁化，其磁通 也线性增加。磁通 的增加 量为：1-5)( ) Uo (1 Du)Ts1-6)(3 )基本关系 在稳态工作时，开光导通铁心磁通的增加量( ) 必然等于开关管关断时的减少量 ( ) ，即 ( ) ( ) ，则由式( 1-3 )和式( 1-6 )可得U o W2. Du1 . DuUi W1.1 Du K12 .1 Du1-7)式中， K12 WW12是变压器初、次级绕组的匝数比。开

11、关管 S 关断时所承受的电压为 Ui 和初级绕组 W1中感应电动势之和，即Uv Ui W1 Uv i W2Ui1 Du1-8)1-9)1-10)W1I pmaxW2I smax1-11)在电源电压 Ui 一定时，开关管 S 的电压和占空比 Du有关，故必须限制最 大占空比 Dumax的值。二极管 D 承受的电压等于输出电压 Uo与输入电压 Ui 折算 到次级的电压之和，即U D U 0 U iD 0 K12负载电流 Io 就是流过二极管 D1 的电流平均值，即1I o 2 ( I smin I smax ).(1 Du )根据变压器的工作原理，下面的两个表达式成立：W1I pminW2 I s

12、min由以上各式可得I p maxW2 1I smaxI oUioW1 1 Du o 2L1.1 I o W1 Ui Du ou 1 Du o W2 2L1. fs uDus1-12)1.2.2电流临界连续时反激式变换器的基本关系如果在临界电流连续时工作，则式( 1-7 )仍然成立。此时，初级绕组的电Ui Du，则 Ismax W1 Ui 1u smax流最大值为 I pmaxL1. f s 故有临界连续负载电流：W2 L1.fs Du ，负载电流 Ios max (1 D u ) ，1-13)I oGU i W18L1. fs W21-14)U i W1IoG Io i1 Du (1 Du)

13、2 L1. f s W2 在 Du=0.5 时， I oG 达到最大值1-15)于是( 1-13)式可以写成IoG 4IoGmaxDu (1 Du)上式就是电感电流临界连续的边界。1.2.3电流断续时反激式变换器的基本关系在电感电流断续时， Uo 不仅与占空比有关，而且还与负载电流 Io有关,下 Ui面通过能量守恒进行推导。一个周期 T 内直流母线电压 Ui 提供的功率为 0.5* LP(IP)2PT又因 IP (Vdc 1)Ton / LP, 则有(1-16)22 P (Ui 1)Ton2 (U iTon)2 2TLP2TLP设变换器的效率为 80%，则有输入功率 =1.25* 输出功率,

14、即：221.25VO 2 (UiTon)2RO2TLP(1-17)(1-18)可以求得Uo UiTonRo2.5TLP1.3 RCD 吸收电路工作原理及设计(1-19)1.3.1 RCD 吸收电路工作原理 反激变换器中隔离变压器兼起储能电感作用，变压器磁芯处于直流偏磁状 态， 为防止磁芯饱和，需要较大气隙，因此漏感较大，电感值相对较低。当功 率开关关断时， 由漏感储能引起的电流突变引起很高的关断电压尖峰， 功率管导 通时，电感电流变化率大，电流峰值大， CCM模式整流二极管反向恢复引起功率 开关开通时高的电流尖峰。 因此，必须用箝位电路来限制反激变换器功率开关电 压、电流应力。 RCD吸收电路

15、加在变压器原边两端，电路拓扑如图 1-2 所示。功 率管 S关断时，变压器漏感能量转移到电容 C上, 然后电阻 R将这部分能量消耗 掉。图 1-2 RCD 吸收电路1.3.2 RCD 电路参数设计(1) 功率管截止时，漏感能量等于电容 C吸收的能量LlkIp2 max1C(UDS Ui)2 1 CUreset222(1-20)LlkI2 p max(1-21)式 (1-14) 中， L1k为变压器漏感、 Lpmax为原边电感电流峰值、 Uds为最大漏源电 压、 Ureset为电容C初始电压、 Ui为输入直流电压。故22(UDS Ui)2 Ureset2(2 )电容 C上的电压只是在功率管关断的

16、一瞬间冲上去，然后应一直处于放电状 态在功率管开通之前，电容 C上的电压不应放到低于 (N1/N2)Uo，否则二极管 D导 通， RCD箝位电路将成为该变换器的一路负载。电阻 R根据下式求得：TOFFN(UDS Ui)e RC 1 U (1-22)电阻R额定最大功率，即箝位电路消耗的功率，为1 1 2 1 2PR 2LlkIpmaxf 2C(UDS Ui)2 2 CUreset 2 f(1-23)(3) 二极管 D 承受的峰值电压为 Ui+(N1/N2)Uo，峰值电流为原边电感峰值电流Ipmax。1.4 变压器设计1.4.1 确定匝比加在变换器输入端的直流电压最大为 135V我们选用额定值为

17、500V 的 mosfet，此时保留 50V 的裕量。此种情况下，漏 极电压不能超过 450V。由上分析知，漏极电压为 Vin VZ ，于是有(1-24)Vi n VZ 18 0 V Z 45 0VZ 45 0 18 0 V2 70因为为保证最大占空比小于数画出上述钳位损耗曲线可发现，0.5，需选择标准 150V 稳压管。 若以为函在所有情况下， VZ V =1.4均为消耗曲线上的明显下降点。因此选择此值作为最优比。则有(1-25)VO R VZ 1. 4 0. 7 VZ 0. 7 15 0 V105假设 28V 输出二极管正向压降为 1V ，则匝比为1.4.2电感设计VOR105 3.62n

18、Vo VD 29(1-26)由负载功率和电压，可以得到Io 28140 5A(1-27)一次输出电压为 VOR ，负载电流为I OR ，其中I OR1.38An 3.62(1-28)假定设计效率为 80%，则可以得到输入功率Po140PINo 175WIN 80% 0.8(1-29)于是可以得到平均输入电流IINPIN175VINMIN130 1.35A(1-30)I IN平均输入电流与实际占空比D 直接相关。因D 为一次电流斜坡中心值，且其值与 ILR 相等，于是有(1-31)II N I O R1D解得IIN1.35IINI OR 1.35 1.38 0.5(1-32)二次电流斜坡中心值为

19、ILIo1D10A1 0.5(1-33)一次电流斜坡中心值为ILLR 10 2.76ALR n 3.62(1-34)根据以上 ILR 值，可得所选电流纹波率情况下的峰值电流IP K (1 1 ) I L R 1.25 2.7 6 A3.4 5 r(1-35)伏秒数为Et Von ton130 0.450 130 1. 625Vms (1-36)设计离线式变压器时，因需降低高频铜耗、减小变压器体积等各种因素，通常将 r 值设定为 0.5左右。根据“ L I ”规则一次电感为Lp1 EtI LR r1. 625 12. 76 0. 51m8H(1-37)二次电感L 1.18mLs 2P 2 90.

20、0uH (1-38) s n2 3.6221.4.3 磁芯选择 设计磁性元件与特制或成品电感不同，须加气隙以提高磁芯的能量存储能力。若无气隙，磁芯一旦存储少许能量就容易达到饱和。但对应所需 r 值，还应 确保 L 值大小。若所加气隙太大，则必然导致匝数增多这将增大绕组的铜 耗。另外，增加匝数将使绕组占用更大的窗口面积。故此时必须进行折中选择， 通常采用如下公式(一般应用于铁氧体磁芯，且适用于所有拓扑)(1-39)Ve 0. 7(2rr ) PIfN cm3其中 f 的单位为 kHz。则前例可得( 2 0 .25) 1 75 3Ve 0 . 73 8 .c2m38(1-40)e 0.5 4 0于

21、是开始选取这个体积 (或接近)磁芯。在 EE55中可以找到，其等效长度 和面积在他的规格中已给出2Ae 3.54cm2le 12.3cm 则可得其体积为3Ve Ae le 3. 54 12. 3 4 3c.3m5 4(1-41)基本满足要求1.4.4 匝数设计电压相关方程B LI TNA 使 B 与 L 相关联。由于给定频率的 r 和 L 表达式等效，故结合这些公式，磁通 密度变化取最大值（通过 r），即可得到非常有用的关于 r 的电压相关方程式 2VON DN （1 ） ON r 2 BPK Ae f适（ 用于所有拓扑）(1-42)(1-43)所以若无材料的磁导率、磁隙等信息，只要已知磁芯面

22、积 Ae 与其磁通密度变换 范围，仍能得到所求的匝数值。对于大多数的铁氧体磁芯，不管有无磁隙，磁通 密度变化都不能超过 0.3T。所以求解 N 为（一次绕组匝数）(1-44)2 130 0.5n p （1+ ） 4 3 38.25匝p 0.5 2 0.3 3.54 10 4 40 103则 28V 输出的二次绕组匝数为3 8. 2 51 0. 5匝73. 6 2n np nsn 分别取整数为 40 匝和 11 匝。 1.4.5气隙设计最后，必须要考虑到材料的磁导率， L 与磁导率相关的方程有1o Ae2L （ o e ） N 2Hz le(1-45)(1-46)其中，z 为气隙系数lelgzl

23、e(1-47)求得z 1 ( oAe Lle1 2000 4 10 7 3.54 10 4 3 ( 2 1.18 10 3 12.3 10 2) 402(1-48)所以z 9.8 1(1-49)最后，求解气隙长度(1-50)1 2. 3 2 00lg00. 5m4mz 9. 8 1 g lg1 2. 3 g1.5 主电路器件的选择1.5.1功率开关管的选择 功率开关管上承受的电压应力和电流应力分别为Uv Ui W1 Uo Uiv i W2 o 1 Du1IPK (1 ) I LR 1.25 2.76 3.45A r功率管选用 IRF840(8A500V)。1.5.2副边整流二极管的选择整流二极

24、管 D 承受的电压应力和电流应力分别为UDU0UiK12Ilpk nI pk 整流二极管选用 MBR10100G(100V/10A) 。 1.5.3输出滤波电容的选取 输出滤波电容为式中， K为纹波率、 R为负载电阻，1.5.4钳位电路设计5Ts8K%R输出滤波电容选用 220uF 的电解电容。LlkIpmax22C 2 2(UDS Ui)2 Ureset2 根据公式 (1 16) 来计算吸收电阻 R的值， R上的功耗基本为漏感能量通过电容转 化而来，功耗值为1PR Llk I pmax f2由于二极管 D和电容 C均有功耗，电阻 R的功耗按计算值的一半来考虑。 二极管D上通过的峰值电流 ID

25、=Ipk=3.45A ，所以选用肖特基二极管 MUR1560(15A/600v)。二控制电路工作原理及设计2.1 电流控制技术原理电流控制技术原理图，如图 2-1所示，图中 A为误差放大器， N为PWM比较器， Uref为参考电压， 采用恒频时钟脉冲置位锁存器， 输出脉冲，以驱动功率管导通， 使电源回路的电流增大。 电源输出电压 Uo与参考电压 Uref比较放大后， 得到误差 电压 Ue。当电流在采样电阻 Rs上的幅度达到 Ue时，脉宽比较器的状态翻转，锁 存器复位，驱动撤除，功率管截止。 这样逐个检测和调节电流脉冲就可以达到控 制电源输出的目的。图 2-1电流控制技术原理图电流控制技术与传统

26、的电压控制技术相比，在电路结构上增加了一个电感电 流反馈，此电流反馈就作为 PWM的斜坡函数，因此不再需要锯齿波 （或三角波 ）发 生器。反馈的电感电流，其电流变化率 di/dt 直接跟随输入电压和输出电压的变 化而变化， 电压反馈回路中误差放大器的输出作为电流给定信号， 与反馈的电感 电流比较， 直接去控制功率开关通断的占空比， 使功率开关的峰值电流受电流给 定信号控制。2.2 电流控制型脉宽调制器 UC38452.2.1 UC3845 内部方框图 UC3845系列芯片的内部方框图，如图 2-2 所示图 2-2 UC3845 内部方框图1脚为误差放大输出，并可用于环路补偿； 2脚是误差放大器

27、的反相输入； 3 脚是电流取样端， 通常通过一个正比于电感器电流的电压接到这个输入， 脉宽调 制器使用此信息中止输出开关的导通； 4脚为 RT/CT端，通过将电阻 RT连至Vref并将CT连至地，使得振荡器频率可调； 5脚为接地端； 6脚为输出端，输出开关频 率为振荡器的一半； 7脚为Vcc端； 8脚为参考输出，它经 RT向电容 CT提供充电电 流，可提供大电流图腾柱输出，输出电流达 1A。2.2.2 UC3845 功能介绍(1) 过压保护和欠压锁定当工作电压 Vcc大于 36V时，稳压二极管稳压，使内部电路在小于 36V下可靠 工作；而当欠压时，有锁定功能。在输入电压 U小于开启电压阀值时，

28、整个电路 耗电lmA，降压电阻功耗很小。此芯片采用了两个欠压锁定比较器来保证在输出 级被驱动之前， 集成电路已完全可用， 正电源端和参考输出各由分离的比较器监 视，每个都具有内部的滞后，以防止通过它们各自的门限时产生错误输出动作。(2) 振荡频率的设置如图3.2所示，UC3835芯片8脚和4脚之间接 RT，4脚和5脚之间接 CT，8脚5V基准电 源经RT给定时电容 CT充电， U振荡器工作频率 f 为orc1. 72 RTCr(2-1 )I pkV( pin1) 1.4V 3RS(3) 误差放大器的补偿UC3845的误差放大器同相输入端接在内部 +25V基准电压上， 反相输入端接 受外部控制信

29、号，其输出端可外接 RC网络，然后接到反相输入端， 在使用过程中， 可改变 R、C的取值来改变放大器的闭环增益和频率响应。(4) 电流检测和限制电流检测电路，如图 3-3 所示。正常运行时，检测电阻 K的峰值电压由内部误差放大器控制，满足式 (2-2)(2-2)V(pin1)为误差放大器输出电压、 I pk为检测电流。 UC3845内部电流测定比较器反向输入端箝位电压为 lV ，最大限制电流 I pk（max） 1V 。在RS和3脚之间，常用 R、 RSC组成一个滤波器，用于抑制功率管开通时产生的电流尖峰，其时间常数近似等 于电流尖峰持续时间 （ 通常为几百纳秒 ） 。（5）内部锁存器UC38

30、45内部设置有 PWM锁存器，加入锁存器可以保证在每个振荡周期仅输出 一个控制脉冲，防止噪声干扰和功率管的超功耗。（6）图腾柱输出UC3845的输出级为图腾柱式输出电路，输出晶体管的平均电流为 200mA， 最大峰值电流可达 4-1A，由于电路有峰值电流自我限制的功能， 所以不必串入电 流限制电阻。（7）驱动电路UC3845的输出能提供足够的漏电流和灌电流，非常适合驱动 N沟道 MOS功率 晶体管，图2-4（a） 为直接驱动 N沟道MOS功率管的电路， 此时UCl84X和MOSFE之T间 不必进行隔离。若需隔离可采用图 2-4（b） 所示的隔离式 MOSFE的T 驱动电路。图2-4驱动电路2.

31、3基于 UC3845 的控制电路设计 控制电路原理图如图 2-5 所示。稳压管 VZ2和电阻 R3 是为了防止脉冲信号 电压过高而照成开关管的损坏，对电路进行稳压，考虑到开关所能承受的电压， 选取 15V的稳压管，电阻 R3=20k。电阻 R11和电容 C13组成 RC滤波器对 6 脚输 出的脉冲电压进行滤波，所以 R11=20欧姆， C13=4700pF。2.3.1开关频率计算如图 2-5 所示， UC3844的脚 8 与脚 4间电阻 R8及脚 4 的接地电容 C17决 定了芯片内部的振荡频率， 由于 UC3844内部有个分频器， 所以驱动 MOSFE功T 率 开关管的方波频率为芯片内部振荡

32、频率的一半。本实验设计的电路频率为 40KHz，则 UC3845的振荡器工作频率为 80KHZ。电阻 R8一般取 10k，则电容 C17 由式 2-1 计算可得为 2.15nF 。电容 C18取为 0.1uF 。2.3.2保护电路设计如图 2-5 所示, 电源电压过压时， 2 脚电压将会增大，当增大到一定值后， UC3845将会关断 PWM波，即让 6 脚输出为 0，MOS管 Q1 关断，电源电压自然就 会下降，下降到一定程度后，反馈电压 VFB也同时变小，这样 UC3845的 6 脚又 开始输出 PWM波，控制 MOS管的开通关断，使电压维持在 12V 左右。MOSFE功T 率开关管的源极所

33、接的 R6是电流取样电阻， 变压器原边电感电流 流经该电阻产生的电压经滤波后送入 UC3844的脚 3，构成电流控制闭环。当负 载短路或过流时，通过 MOS管的电流增大，则取样电阻 R6 上的电压也会升高， 当三脚的电压高于 1V时，电流采样比较器输出高电平使 PWM锁存器置 0 而使输 出封锁，从而达到保护的效果。若故障消失，下一个时钟脉冲到来时将使 PWM 锁存器自动复位。由于 MOS管开通关断时，有可能产生电流尖峰， 并传递到 UC3845 的 3 脚，为防止 UC3845误保护，我们在 R6 上并联一个 RC滤波电路，其中 R5=1K， C14=470pF，这样就可以滤除电流尖峰，防止

34、误保护。由式 1-35 知，峰值电流为 3.45A，则 R6取0.3 /5W 。三反馈电路工作原理及设计反馈电路是通过输出电压引起光电耦合器 PC817二极管- 三极管上的电流变 化取控制 UC3845，调节占空比， 达到稳定输出电压的目的。 电路核心器件 PC817 和 TL431。图 3-1 所示为反馈电路原理图 , 输出经过 TL431 反馈并将误差放大， TL431 阴阳极间电压变化，引起流过光耦 PC817发光部分的电流变化，而处于电 源高压边的光耦感光部分得到反馈电压，用来调整的 UC3845控制器输出的 PWM 波的开关时间，从而得到一个稳定的直流电压输出。图 3-1 反馈电路原

35、理图3.1 反馈电路工作原理当输出电压有变大趋势时， 经两电阻 R13和 WR1分压后接到 TL431 的参考输 入端（ 误差放大器的反向输入端 ） 的电压升高，与 TL431内部的基准参考电压 2.5V 作比较，使得 TL431阴阳极间电压 Vka 降低，进而光耦二极管的电流 If 变大， 于是光耦发光加强，感光端得到的反馈电压也就越大。 UC3845在接受这个变大 反馈电压后， 与其内部的基准电压进行比较后导致脚 1的电平变低，经过内部电 流检测比较器与电流采样电压进行比较后输出变高， PWM锁存器复位，或非门输 出变低，于是关断开关管，使得脉冲变窄，缩短 MOSFET功率管的导通时间，于

36、 是传输到次级线圈和自馈线圈的能量减小，使输出电压 Vo 降低。反之亦然，总 的效果是令输出电压保持恒定， 不受电网电压或负载变化的影响， 达到了实现输 出闭环控制的目的。3.2 反馈电路设计3.2.1 稳压器 TL431TL431采用DIP-8或TO-92封装形式，引脚排列分别如图 3-2所示。 3个引脚分 别为：阴极（ CATHOD）E、阳极（ ANOD）E和参考端（ REF）。图中， A为阳极，使用 时需接地； K为阴极，需经限流电阻接正电源； UREF是输出电压 UO的设定端，外 接电阻分压器； NC为空脚。图3-2 TL431 封装图及等效电路图由TL431的等效电路图可以看到， U

37、ref 是一个内部的 2.5V 基准源，接在运放 的反相输入端。 由运放的特性可知， 只有当 REF端（同相端）的电压非常接近 Uref （ 2.5V）时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF端电压的微小变化，通过三极管 VT的电流将从 1到 100mA 变化。前面提到 TL431的内部含有一个 2.5V的基准电压，所以当在 REF端引入输出反 馈时，器件可以通过从阴极到阳极很宽范围的分流，控制输出电压。如图3-3 所示的电路，当 R1和 R2的阻值确定时，两者对 Vo的分压引入反馈，若 Vo增大，反馈 量增大， TL431的分流也就增加，从而又导致 Vo下降。显见，这个深度

38、的负反馈 电路必然在 Uref 等于基准电压处稳定，此时 Vo=（1+R1/R2）Vref 。图3-3 TL431 典型应用电路选择不同的 R1和 R2的值可以得到从 2.5V 到 36V范围内的任意电压输出， 特别地，当 R1=R2时，Vo=5V。需要注意的是，在选择电阻时必须保证 TL431 工 作的必要条件，就是通过阴极的电流要大于 1mA。3.2.2光电耦合器此处选用光电耦合器 PC817，PC817是常用的线性光耦，具有上下级电 路完全隔离的作用，相互不产生影响，其有如下特点 :（1）输入和输出之间的隔绝电压高 :5000V（2）电流传输比 CTR:IF=5mA,VCE=5V时最小值

39、为 50%（3）紧凑型双列直插封装PC817光电耦合器不但可以起到反馈作用还可以起到隔离作用。其内部框图 如图3-4所示。1 WR1R13U ref3-1)3-2)则，WR1 (UO Uref )*R13Uref3-3)当输入端加电信号时， 发光器发出光线， 照射在受光器上， 受光器接受光线 后导通，产生光电流从输出端输出，从而实现了“光 - 电- 光”的转换。普通光电 耦合器只能传输数字信号（开关信号） ，不适合传输模拟信号。线性光电耦合器 是一种新型的光电隔离器件， 能够传输连续变化的模拟电压或电流信号， 这样随 着输入信号的强弱变化会产生相应的光信号， 从而使光敏晶体管的导通程度也不 同

40、，输出的电压或电流也随之不同。3.3 参数选择TL431参考输入端的电流参考值为 2uA，为了避免此端电流影响分压比和避免 噪声的影响， 通常取流过电阻 R13的电流为参考输入端电流的 100倍以上，根据公 式4-1计算，取 R13的值为10kR13=2.5V/200uA=12.5K根据TL431的特性， R13、WR、1 Uo、Uref 有固定的关系：上式中， Uref为2.5V，Uo为28V，根据（ 3-3 ）式计算得出 WR1=102。k为了取得合适的 R11值，首先根据 PC817的Uce与Ic 关系曲线确定 PC817二极管 正向电流 If 。UC3845的误差放大器输出电压摆幅 0

41、.8VUo6.2V，由图 3-5可知， 当 PC817二极管正向电流 If 在 5mA左右时，三极管的集射电流 Ic 在5mA左右变化， 集射电压 Uce在很宽的范围内线性变化，符合 UC3845的控制要求。PC817的电流传输比 CTR=0.81.6 ，按公式4-4计算得出通过 PC817内部发光 二级管的最小电流为：f min5mACTR 0.86.25mA3-4)发光二极管能承受的最大电流为 50mA， TIA31最大电流为 100mA，故取流过 R11的 I f max 为50mA，根据公式 3-5 和3-6 ，RSUOUka Uf minf min28V 2.5V 1.2V6.25m

42、A3.9KRSUOUkaf maxf max28V 2.5V 1.4V50mA4823-5)3-6)选择Rs的取值为 500欧姆图 3-5 PC817 的集电极电流与集电极发射机电压此电路设计中还增加了提升低频增益电路， 用电阻 R12和电容 C19串接于控 制端和输出端，来压制低频（ 100Hz）纹波和提高输出调整率，即静态误差。 四仿真验证仿真电路由主电路、 控制电路、 反馈回路组成的整个系统进行了仿真， 如图 4-1 所示。主电路主要由由 MOSFET 开关管、整流二极管、滤波电容、隔离变压器和 RCD 吸收电路构成。控制电路采用 UC3845 峰值电流控制芯片。反馈电路采用 输出电阻分

43、压取样， 经过可调精密稳压器 TL431 和光电耦合器 PC817给到控制芯 片 2 脚 Vfb 。MOSFET 功率开关管的源极所接的电阻是电流取样电阻，变压器原边电感 电流流经该电阻产生的电压经滤波后送入 UC3845的脚 3，构成电流控制闭环， 当负载短路或过流时，达到保护的效果。由于 MOS管开通关断时，有可能产生电流尖峰，并传递到 UC3845的 3 脚， 为防止 UC3845误保护，并联了一个 RC滤波电路。由于 MOS管开通关断时， 有可能产生电流尖峰， 并传递到 UC3845的 3 脚，为防止 UC3845误保护，并联了一个 RC滤波电路。图 4-1 整体电路图当输出电压 Vo有变大趋势时，经两电阻和分压后接到 TL431 的